RF与微波
- 微带阻抗变换器:
- 微带线匹配电路:
- 四分之一波长阻抗变换器:
- 源阻抗四分之一变换器:
- 源阻抗的匹配一般公式:
- 源阻抗八分之一变换器:
- 源阻抗变换为有源纯阻:
- 集中参数与传输线在单一频率上的等效:
- 传输线L形变换器:
- 传输线π形变换器:
- 传输线T形变换器:
- 传输线阻抗变换器实例:
- 微带线谐振器:
- 耦合微带线及应用:
- 微带定向耦合器:
- 微带环形电桥:
- 微带功分器:
- 微带铁氧体元件:
- 微带巴伦:
- 微带线滤波器:
- 微带的过渡接头:
在微波频段,因为电路元器件尺寸与传输的电信号波长接近,一些常用的电阻、电容、电感等元器件会表现出分布参数特性,特别是在微波中高频段,一般不再使用集总参数的电路元器件组成功能电路,而是使用传输线组成的一些特定功能的电路结构单元。因为平面传输线,特别是微带线,成本低、制作方便,成为民用中小功率微波设备最常用的传输线,其组成的各种微波功能单元也经常会用到。
1. 微带阻抗变换器:
在微带电路中,为了在不同微带元件之间达到匹配连接,从而降低驻波,减少反射,提高传输效率,必须利用微带阻抗变换器。微带线阻抗变换器可以分为阶梯阻抗变换器和渐变线阻抗变换器两大类。
1)阶梯阻抗变换器:
a)单节四分之一波长变换器:
四分之一波长阶梯变换器是一种简单、使用广泛的阻抗变换器,其中单节四分之一波长变换器是最简单的一种。
如下面左图,在两段特性阻抗分别为Z0和Z2的微带传输线中插入一段长度为中心频率的四分之一导波波长的微带线,若其特性阻抗为:
这种变换器结构简单,而且适合任何一种传输线,但由于其变换段的长度必须是中心频率的四分之一导波波长,即电长度必须为π/2,因而频率改变时其性能变差,只能窄带使用。
在需要宽频带实现阻抗匹配时,常采用多节阶梯阻抗变换器,使每个阶梯产生的反射相互抵消,可以在较宽的频带内实现阻抗匹配。
若阻抗变换器拟将特性阻抗分别为Z0和Zn+1(Zn+1>Z0)的两段微带线匹配连接起来,令R=Zn+1/Z0,R称为阻抗变化比。
在设计多节四分之一波长阶梯变换器时,应给定允许的最大电压驻波比ρmax和要求的工作带宽Δ:
变换器中各节传输线的长度li可取为:
阶梯阻抗变换器的每一个阶梯都是一个不连续性,将引入一个等效电纳B,这些等效电纳在低频时对电路的影响还不十分明显,但在高频时这种影响就不可忽视,在精确设计时就必须对这些不连续性产生的影响进行修正。
c)短阶梯阻抗变换器:
阻抗变换器的工作带宽决定了它只能在一定频率范围内实现阻抗匹配连接,在此频率范围外其反射增大,或者说反射引起的衰减量增大,由此可见,它具有类似滤波器的作用。所以,多节变换器具有阻抗变换与滤波的双重功能,称为变阻滤波器,但一般直接用它作为变阻滤波器并不理想,因为设计时只考虑了带内的匹配特性,导致其带外特性较差,其最大衰减量也只有:
如果能实现性能优良的变阻滤波器,显然对微带电路是有利的,可以使电路结构更为紧凑,电路大为简化。而在微带电路中,这种既需要变阻,又需要滤波的情形也是常会遇到的,例如在倍频器中,倍频二极管的输入电路一般就需要变阻器以与信号源匹配,又需要滤波器以阻止倍频后的谐波信号返回信号源。
短阶梯阻抗变换器即是一种特殊的变阻滤波器,由于它每节的长度一般不到λg/8,例如是λg/16甚至更短,因而与四分之一波长阶梯阻抗变换器相比,其长度可以大为缩短;又由于它具有足够的带外衰减,因而兼具有滤波器功能。
2)渐变线阻抗变换器:
多节阶梯阻抗变换器可以比单节阶梯阻抗变换器在更宽的频带内实现阻抗匹配,若把阶梯的数目无限增多,而每节的阶梯长度无限缩短时,其性能会更优良。这时微带线的宽度和特性阻抗连续改变,成为渐变线,与阶梯阻抗变换器相比,工作带宽更宽,或者在同样带宽下总长度缩短。
a)指数渐变线阻抗变换器:
所谓指数渐变线阻抗变换器,是指由特性阻抗Z沿变换器长度方向按指数规律变化的微带线构成的阻抗变换器,即:
多阶梯阻抗变换器最常用的阶梯规律以切比雪夫函数为较佳,当阶梯节数趋于无穷时,就成为切比雪夫渐变线阻抗变换器,同样可以适用于微带线的阻抗变换。
切比雪夫渐变线阻抗变换器的特性阻抗沿Z向的变化规律为:
切比雪夫渐变线的长度通常取为:
2. 微带线匹配电路:
随着工作频率的升高,集中元件受寄生参数的影响,匹配电路性能变差,而且在高频段元件值更小,而难以找到接近的器件。当波长远小于电路元件的长度时,通常采用分布参数元件进行匹配电路设计。微带线匹配电路,从结构上可分为串联匹配和并联匹配两种。
串联匹配电路的基本结构是λ/4阻抗变换器。并联式匹配电路分为单枝节和双支节匹配。
在50Ω的射频系统中,一般微带线特性阻抗最好取值15~200Ω支节。如果微带线特性阻抗太大,微带线宽度将很小,电路板加工精度要求较高;如果微带线特性阻抗太小,微带线宽度太宽,占用面积较大,不容易设计。实际应用中常使用平衡式设计,将一个并联分支变成两个对称的并联分支,即用两根微带线替代阻抗较低的微带线,从而使单根微带线特性阻抗变大。
单支节匹配可以在任意输入阻抗和实部不为零的负载阻抗之间进行匹配,但对并入点的位置有要求,一些场合不太容易实现,因此可要使用上面右图的为双支节并联匹配。双并联线可以在任意位置插入,两短截线之间的间距最好为λ/8的奇数倍,其限制是第一个插入点处的导纳的电导值不能大于2。如果两短截线之间的间距不是λ/8的奇数倍,也可以实现匹配,但计算比较麻烦。
一些常用的微带线匹配拓扑结构:
使用传输线实现的源阻抗Zs和负载阻抗ZL之间的阻抗匹配电路见下图。
1)四分之一波长阻抗变换器:
对1/4波长传输线,θ=π/2,上面的Zin的表达式简化为:
2)源阻抗四分之一变换器:
为达到传输线输入阻抗Zin与源阻抗Zs=Rs+jXs的共轭匹配,即Rs=ReZin和Xs=-ImZin:
3)源阻抗的匹配一般公式:
上面的源阻抗匹配公式可分成实部和虚部,可以得到两个方程:
而对Zs=Rs的有源纯阻,可以得到表达式:
4)源阻抗八分之一变换器:
对八分之一电长度θ=π/2,上式简化为:
5)源阻抗变换为有源纯阻:
使用同样方法,把源阻抗变换为有源纯阻,总匹配电路包含2根λ/8变换器和1根λ/4变换器,提供任意源阻抗Zs和负载阻抗ZL之间的匹配。
6)集中参数与传输线在单一频率上的等效:
在特定频率上,传输线的输入阻抗可表达为集中参数元件,如下图。
7)传输线L形变换器:
微波功率放大器常常应用简单匹配电路,如用串联传输线作基本匹配节的L形变换器,分析这类匹配电路特性可用串并联互换。
8)传输线π形变换器:
一个π形变换器可以看作两个L形变换器连接而成,邻近的两段传输线合为一段,长度为两段传输线长度之和。
对一个π形变换器,组合在一起的传输线的每一部分的长度都可以计算。先计算AA'两边阻抗的实部和虚部,使之反映到AA'的虚部的总和为零,意味着中间阻抗R0为实数。这是一个以组合传输线中每个电长度为变量的二次方程:
为简化解析过程,最好使用列线图。如果已知R1和R2,并设置中间电阻R0和传输线特性阻抗,就可以从图中曲线确定θ1和θ2。
9)传输线T形变换器:
T形网络也是用两节L形变换器连接而成,但中间电阻R0的值要大于R1和R2,这样两个邻近的并联电容合为一个。
10)传输线阻抗变换器实例:
a)窄带功率放大器应用实例:
工作在1.6GHz的放大器,带宽1.5~1.7GHz,晶体管输出阻抗Zout=5.5-j6.5,等效为输出电阻与电容串联,为使输出匹配到50Ω,使用T形变换器,如下图。
b)宽带放大器实例:
工作频段470~860MHz宽带放大器,输入阻抗1.7+j1.3。输入阻抗可以等效为输入电阻与输入电感串联,中心频率为高低频率的几何平均值635MHz,为了满足带宽要求需要使用低Q值匹配电路,计算最大品质因数Q=635/(860-470)=1.63,而器件本身品质因数仅为1.3/1.7=0.76,可以使用多级匹配电路来覆盖整个频带。使用在有源器件每个口Q为常数的串联传输线、并联电容的L形变换器来设计,多级之间再插入电容组合在一起。两根传输线之间的每个插入电容的值减小两倍。
另一种方法是使用相同的电长度,θ=θ1=θ2=θ3,在相等的输入和输出电阻比情况下,计算传输线的特性阻抗。实际中这种方法更方便,因为在使用标准特性阻抗50Ω时,邻近有源器件输入口的传输线太短。这种情况下,建议第一段串联传输线为Z01=50Ω,接下来计算Q值,得到θ=30°和Q=1.2,另外两根传输线特性阻抗计算得到分别为Z02 = 15.7, Z03=5.1。
3. 微带线谐振器:
1)微带线节谐振器:
通常由一段终端开路或短路的微带线形成。在长线理论中,终端开路线或短路线将对电磁波产生全反射,在线上形成驻波,也就是发生谐振,从而构成谐振器。当然,微带线的真正开路端比截断处要长Δl,所以设计谐振器时的开路微带线的长度就应比设计计算值短Δl;至于微带线的短路,则只需将其截断处与接地板连接起来就可以了。
当βl=nπ,即l=nλg/2时,e-2jβl=1。因此:
当βl=(2n-1)π/2,即l=(2n-1)λg/4时,e-2jβl=-1。因此:
微带线终端开路时,因为Γ0=1,因而情况刚好与短路时相反,l=nλg/2时相当于并联谐振,而l=(2n-1)λg/4时相当于串联谐振。
l=nλg/2的谐振器称为半波长谐振器,相应的l=(2n-1)λg/4的谐振器就称为四分之一波长谐振器。
2)LC谐振电路:
因为使用微带可以形成电感和电容,可以利用微带电感和微带电容实现微带谐振电路,如图:
4. 耦合微带线及应用:
1)耦合微带线结构及其参数:
微带线中传输的波是准TEM波,其电场主要集中在导体带与接地板之间,当两根微带同时存在而且相互靠得比较近时,就将有一部分电磁场使两根微带耦合;如果两根微带相离较远,S>4W时,它们之间的耦合就会很弱,就可以看成是两根各自独立的微带线。两根微带线的尺寸可以相同,也可以不同,但在一般微带元件中,以相同的为多,因此只考虑相同微带线的耦合情况。
对于偶模激励情况,两根微带线的电场分布完全相同,彼此之间没有耦合,是一种偶对称分布,中心对称面是磁壁;而在奇模激励情况下,两根微带线由于反相激励,因而存在电力线的连接,即存在耦合,是一种奇对称分布,中心对称面是电壁。 如果耦合微带线中每根线对地的单位长度静电容在偶模时为C0e,而在奇模时为C0o,C0e和C0o分别称为偶模电容和奇模电容,则耦合微带线偶模和奇模的有效介电常数分别为:
2)耦合微带线节:
耦合微带线在微带电路中有很多应用,如定向耦合器、滤波器、阻抗变换器,甚至振荡回路等,而耦合微带线节则往往是滤波器、阻抗变换器和隔直流电路的基本结构单元。所谓耦合微带线节是一段长为l的耦合微带线,在一般情况下,它是一个四端口元件,例如在耦合线定向耦合器中;而在很多其他场合下,它更多的是作为二端口元件应用的,这时其余两个端口将开路或短路。
a)短路耦合线节:
短路耦合线节由耦合线节中两根导体带各有一端接地短路构成,其电路结构及等效电路如图,其等效关系为:
上式若用导纳表示则更为简便:
如果耦合微带线节的两根导体带各有一端开路,则就构成开路耦合线节,其电路结构及等效电路如图,其等效关系式为:
c)宽带隔直流电路:
隔直流电路是开路耦合线节的一个应用实例,在集成电路中用来代替隔直流电容。利用开路耦合线节做成的隔直电路可达50%的相对带宽,如果适当调整导体带宽度W和耦合间隙S,甚至可以达到倍频程带宽。
3)耦合线带通滤波器:
微波带通滤波器的应用十分广泛,其结构种类也很多,如短截滤波器、电容间隙耦合滤波器、发夹线滤波器等,而耦合线带通滤波器是应用最广泛的一种结构形式,结构紧凑,简单,易于设计,具有5~25%的相对带宽,适应的频率范围比较大。这类滤波器由一系列半波长开路谐振器平行耦合线构成,如图。
4)耦合线带阻滤波器:
微带线带阻滤波器主要有3种电路结构,耦合微带线式、耦合谐振器式和λg开路短截线式,最后一种为宽带滤波器。结构图为:
5. 微带定向耦合器:
定向耦合器常用于微波测量中的反射计,这是网络分析仪的基础,也可用于功率监视,天线性能的监视,构成微波电路系统等。
1)耦合微带线定向耦合器:
a)单节耦合线定向耦合器:
平行耦合线定向耦合器要获得理想匹配及理想隔离特性,必须满足Z20=ZceZco。
耦合端口的输入电压及直通端口的输出电压都是θ的函数,当耦合区长度等于1/4波长时(θ=π/2),耦合端输出最大:
由于微带线奇、偶模线内波长不等,故在决定耦合区长度l时,线内波长取奇、偶模波长的平均值,即:
微带定向耦合器的主要指标有耦合度C、方向性d、驻波系数ρ等,与波导定向耦合器相同。如果四分之一波长耦合微带线定向耦合器的每个端口都是匹配的,则在理想隔离(端口3无输出)情况下有:
这种定向耦合器,由于偶模、奇模的相位不同,波长不同,因而Z20≠ZceZco,也就不能保证输入端完全匹配,并由此使定向耦合器的方向性变差。
单节λ/4平行耦合线定向耦合器一般是窄带的,为了在频带的边缘得到所需的耦合,必须使中心频率为过耦合。此外,在两根耦合线的两个末端间并接上集总参数电容C1和C2,是使奇偶模的相速相等的最简单方法,用这种方法增加的奇模相角为:
平行耦合线有窄边耦合与宽边耦合两种方式:
耦合微带线中由于偶模和奇模相速不等,导致定向耦合器方向性变坏,耦合越强,相差越大,方向性越差。克服偶模、奇模相速不等的方法之一就是把直线耦合缝改成锯齿形耦合缝。
在耦合微带线中,偶模和奇模的相速可以利用等效电感、电容来表示:
一般情况下,有L0eC0e>L0o、C0o,所以υpe<υpo。可见,要使υpe和;υpo接近相等,必须加大L0o和C0o,而同时使L0e和C0e基本不变。 锯齿耦合缝就可以达到这一目的,这时奇模将沿曲折的锯齿状耦合缝传播,而偶模基本上仍沿直线传播,这样一来,相对于偶模来说,奇模在直线方向上的平均相速显然就慢下来了。或者也可以这样说,由于耦合隙缝长度增加,两根线间的分布电容增大,从而使奇模电容C0o加大,而偶模电容C0e及电感L0e和奇模电感L0o都改变很小,因而υpo降低,使奇模、偶模相速相等,大大提高了定向耦合器的方向性。
c)Lange耦合器:
这是正交混合网络的一种形式,即输出线(端口2和端口3)之间有90°的相位差。有时为了达到3dB或者6dB的耦合系数,普通的耦合线的耦合太松了。提高边缘耦合线之间耦合的一种办法是用几根彼此平行的线,使线两边的杂散场对耦合有贡献。 Lange耦合器用了相互连接的四根耦合线,容易达到3dB的耦合比,并有一个倍频程或更宽的带宽,这种设计有助于补偿偶模和奇模相速的不相等,还提高了带宽。
Lange耦合器是正交耦合器。实际制作时是十分复杂的,使用介电常数9.6的氧化铝基片制作3dB的Lange耦合器尺寸为,W/h=0.107,S/h=0.071,W为微带线宽度,S为带线之间的间距,h是基板厚度。非折叠式具有四根等长带线的Lange耦合器,它提供同样的电特性,但是更易于建立电路模型。如用介电常数9.6的氧化铝基片,这种3dB非折叠Lange耦合器尺寸,W/h=0.112,S/h =0.080,式中W为每根微带线的宽度,S为带线间距。
d)减小尺寸的耦合线定向耦合器:
下图为减小尺寸两圈螺旋线90度耦合器和小尺寸耦合线90度定向耦合器结构:
如果需要在一边提供口2和口3输出,最好使用下左图的定向耦合器,这种3dB微带定向耦合器制作在氧化铝基板上,计算得到的微带线间距应小于10um,因此实用中对具有较大间距的定向耦合器结构更感兴趣。
θ1和θ2分别是路经2'-1'和3'-4'的电长度。在θ1=θ2=θ情况下,再依据前面的定向耦合器S矩阵参数与C和θ关系,得到耦合系数为:
2)支线定向耦合器:
支线定向耦合器尤其是功率等分的3dB支线定向耦合器被广泛应用于微波集成电路中,构成如平衡混频器、移相器和电控开关等。
为了加宽带宽可以用多节级联,图中为二节90°分支线定向耦合器级联实例,其带宽约为单节时的两倍。
a)单节支线定向耦合器:
单节支线定向耦合器如图,Y0、Y1、Y2为各段微带线的归一化的特性导纳(相对于y0),θ为电长度,在中心频率上θ=π/2。0--0'中心线可以将这种定向耦合器分成上下对称的两部分,在偶模激励时,0--0'面是一个磁壁,支线在该面上相当于开路;而当奇模激励时,0--0'面是一个电壁,这时支线在该面上相当于短路。
在各端口匹配时,理想方向性(方向性无穷大)条件是:
如果定向耦合器的耦合度是3dB,则K2=1/2,于是:
理想的3dB分支定向耦合器的散射参量矩阵为:
支线定向耦合器需要各端口有相同匹配负载Y0,而在一些实际电路中,如支线定向耦合器作为微波电桥与半导体器件结合时,往往由于半导体器件的输入阻抗并不一定正好等于微带线通常的阻抗50Ω,这时就需要另外再用阻抗变换器来达到连接的匹配,这必然使电路尺寸变大。若能将支线定向耦合器与阻抗变换器结合起来,构成阻抗变换支线定向耦合器,就能解决两者分开带来的不利。
c)宽带支线定向耦合器:
N | f=f0 | f=1.06f0 | f=1.13f0 | ||||||
---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
S | D(dB) | C(dB) | S | D(dB) | ΔC(dB) | S | D(dB) | ΔC(dB) | |
2 | 1 | ∞ | 3 | 1.26 | 19.0 | 0.24 | 1.57 | 13.8 | 0.74 |
3 | 1 | ∞ | 3 | 1.08 | 27.4 | 0.18 | 1.20 | 20.5 | 0.60 |
4 | 1 | ∞ | 3 | 1.01 | 45.0 | 0.10 | 1.05 | 32.0 | 0.45 |
在频率较低频段,因为分支线定向耦合器尺寸与波长相关,尺寸较大,不方便使用,可以使用集总参数来缩小尺寸:
3)口径耦合定向耦合器:
两种传输线经口径耦合的若干种结构形式,分别是波导与微带线、两条微带线、镜像线与微带线、两根镜像线、两根槽线、两根屏蔽介质线。
6. 微带环形电桥:
微带环形电桥常常在各种平衡式微波元件,如混频器、倍频器、放大器等中作为耦合接头。
在高的频率,环的周长为1.5λ在制作上可能遇到困难时,可把环的周长加长到2λ,即把端口1至端口4部分的长度改为5λ/4。
这种环形器比90°分支线定向耦合器的带宽(>20%),如将图中的3λ/4线段用λ/4短路耦合线代替,此时圆环的周长为一个波长,而耦合线段的特性阻抗为:
1)普通环形电桥:
普通微带环形电桥由一个中心圆环微带线和四个引出端口微带线构成。圆环特性阻抗分别为Z1、Z2,引出端口的特性阻抗为Z0,端口1与端口4之间的间距为中心频率的3λg/4(3π/2),其余端口之间的间距都是中心频率的λg/4(π/2)。
根据各端口之间的电长度可以判断它们的输出相位关系并判定微波信号的输出端口和隔离端口:当微波信号由端口1输入时,端口2和端口4将有反相输出,而端口3没有输出,成为隔离端;当端口2输入微波信号时,端口1和3将有同相的输出,而端口4成为隔离端口,没有信号输出。
当环形电桥在中心频率上完全匹配与理想隔离时,即端口1输入且没有反射,端口3完全没有输出时;或者端口2输入且完全匹配,端口4输出为0时,有:
其散射参量矩阵为:
2)宽带环形电桥:
普通3dB环形电桥的性能取决于各端口之间间隔的电长度,而随着频率的改变,电长度就会发生变化,尤其是3λg/4线段的频率敏感性更高,因此这决定了普通环形电桥的带宽仅为20%~40%左右。
为了获得能达到倍频程带宽的3dB环形电桥,可以对普通环形电桥的结构作一些改进,先用一段在中心频率上相位移为3π/2的耦合微带线来代替3λg/4线段;再同时把圆环的特性阻抗按中心频率的耦合度为3.3dB而不是3dB设计,这样设计出的3dB带宽环形电桥如图。
对于第1个设计改进,耦合微带线的尺寸可这样来确定:相反方向的终端短路的耦合微带线的输入阻抗为:
对于第2个改进,在普通3dB环形电桥的讨论中,曾得到Zr2=2Z02,如果将中心频率的耦合度改为3.3dB,则由于:
3)双频环形电桥:
一种双频环形电桥结构见下图:
7. 微带功分器:
1)并行束状功分器:
基本的并行束状N路分配器/合成器见下图,它提供N路信号源功率合成,具有特性阻抗Z0的N个传输线的输入阻抗Z0/N由λ/4阻抗变换器进行阻抗变换。这种N路的分配器/合成器,输入口之间不能提供足够隔离,输入阻抗匹配仅仅当所有输入信号在任何合成器输入有相同的振幅和相位时才能实现。
下图a为不匹配等功分器,图b为匹配等功分器,附加了一段阻抗Z0/1.414长度λ/4的阻抗变换段,图c在分支臂附加λ/4特性阻抗1.414Z0的阻抗变换段。
加以变形可组成多路功分器,下图为三路等分功分器:
参数 | a1 | a2 | a3 | a4 | b1 | b2 | b3 | b4 | L1 | L2 | W |
---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
mm | 7.1 | 6.88 | 7.8 | 1.63 | 0.86 | 1.73 | 2.94 | 4.6 | 9.0 | 10.6 | 0.52 |
下图为四路等功分器:
下图为二级三路T形功分器构成的九路等功分器:
2)威尔金森功率分配器:
Wilkinson功分器是工程中广泛应用的功率分配器,是Wilkinson在1960年提出,由于加入额外的平衡电阻,可提供所有端口的匹配,具备低损耗和输入/输出之间的高隔离。当输出端口都匹配时,具有无耗的特性,只是散射了反射功率,其原始模型是同轴形式,经常用微带线实现。
一般的单级功率放大器,其性能很大程度上依赖负载的VSWR,加入Wilkinson功率分配器后组成的功率放大器可改善整个功率放大器的特性。一个3.5V、29dBm GaAs MESFET功率放大器,设计工作在900MHz移动电话系统,邻道泄漏功率比从-56dBc增加到-52dBc,大的负载VSWR值,当增加到3时,导致效率恶化,从52.7%降到35%。在这种情况下,使用Wilkinson功率分配器,组合四个功放单元的输出功率,使用额外的移相器,提供了总的非常高的性能,如下图的结构。
Wilkinson合成器/分配器实现的主要问题是平衡电阻的公共连接头具有最小的引线长度,因为理论上这种连接应该是连成一点,为了解决这个问题,建议采用多节的合成器,以提供足够的隔离和匹配。
a)两路功率分配器:
简单的二分功率分配器电路结构如图,信号从1端口输入,分成两路分别从端口2和3输出。R是隔离电阻,其上无电流,不吸收功率。若端口2或端口3有失配,则反射功率通过分支叉口和电阻,两路到达另一路的电压等幅反相而抵消,在此点没有输出,从而保证两输出端有良好的隔离。
最简单的双路Wilkinson分配器混合微带电路实现见下图a,这种分配器具有足够宽的带宽,当R0=2Z0和Z1 = Z2 = 1.414Z0时,由于结构对称,在所有频率上S21=S31,即具有等功率分配。但是,在实际情况下,当平衡电阻的尺寸足够大和制作容差及不连续性,此时的平衡电阻必须考虑为分布RC结构,结果在30%的频带宽度内可做到输入口VSWR=1.2和输出口VSWR=1.03,分配器输出口之间的隔离度优于20dB。
微带线设计的双路Wilkinson功率分配器一般用在X波段及以下频率,特别是当希望功率分配比远小于1的情况。在更高频率上,为了提高芯片电阻的谐振频率,芯片总尺寸必须非常小,近似1X0.5mm。这意味着功率分配的两个分支相互必须靠得很近,这导致输出微带线之间强烈的互藕,结果不能建立所希望的功率分配比。一种可能的解决方法是,使用具有3λ/4电长度的分支,而不是λ/4的分支,并包含有两个额外的分支进入半圆状部分,如上面右图,这些额外的分支等于λ/2电长度,而且特性阻抗等于Z0。在30.4GHz频率上,这样一种修正的功率分配器具有分配比2:1,所有端口的回波损耗优于20dB,所有端口间隔离度优于17dB,插入损耗为1.3dB。
下图是两种实际功分器示例:
L | λ/4 | λ/8 | λ/12 |
---|---|---|---|
C1/pF | 0 | 0.16 | 0.195 |
Z01/Ω | 70.7 | 100 | 141.4 |
为了使功分器从输入到负载匹配,在每路功率臂上设置了一段四分之一波长阻抗变换器,其特性阻抗分别为ZC2和ZC3;电阻R称为隔离电阻,其作用是保证两输出端隔离,若端口2或端口3出现失配,就将有电流流过R,其功率消耗在R上,而不会影响到另一端口的输出。
这种功率分配器的设计公式是:
c)宽带二分功率分配器:
在功率分配器的输入端引入一节四分之一波长阶梯阻抗变换器,功率分配器的工作带宽也可以得到增加。这样设计的二分功率分配器电路结构中各节阻抗及隔离电阻的设计计算公式为:
把Wilkinson功分器级联,可进一步展宽带宽。如下图二级二路等功分器,在倍频程带宽内端口1的VSWR<1.1,端口2和3的VSWR<1.01,端口2和3间隔离度-27.3dB。三级、四级、七级级联,带宽比分别为4:1、5.5:1、10:1。
使用多节时:n=2,当f2/f1=2时,驻波比小于1.11,隔离度大于27dB;n=4,当f2/f1=4时,驻波比小于1.10,隔离度大于26dB;n=7,当f2/f1=10时,驻波比小于1.21,隔离度大于19dB。
下图是三频Wilkinson功分器,用三个隔离电阻可以有更好的隔离度,f3>f2>f1。
Z1 | Z2 | Z3 | θ1 | θ2 | θ3 | R1 | R2 | R3 |
---|---|---|---|---|---|---|---|---|
85.1 | 70.7 | 58.5 | 65.1° | 34.7° | 65.6° | 243 | 176 | 124 |
d)大功率威尔金森功分器:
因为大功率时使用的隔离电阻尺寸大,有较大寄生电抗。把两对传输线A、B插入功分器中,组成补偿网络抵消隔离电阻带来的电抗。
e)三路功率分配器:
f)再组合的功率分配/合成器:
在实际的微带线实施中,高特性阻抗的传输线线宽比较窄,增加了插入损耗,这种情况下可使用这种结构。
g)多路功率分配/合成器:
需要将功率分成N份,但当n≥3时,多路功分器要求电阻交叠,难以用平面结构制作,因此多路功分器实际常采用级联方式实现。最简单的实现是二进制分配器/合成器,它由n级组成,每一级相继包含双路分配器的数目增加2的n次幂。
N路分配器由于功率放大器失效后输出功率和效率可按前面的公式计算。对单个损坏的功率放大器,耗散在平衡电阻上的功率为:
而三等分也可用如下微带功率分配器。输入信号为中心点,可用微带地板穿孔来实现。
威尔金森功率分配器也可以用带状线、波导、同轴结构实现,空气带状线是大功率微波频率低端常用结构,只是每段传输线特性阻抗要用带状线计算公式。而同轴结构加工困难,相对使用较少。
3)支线型功分器:
支线型功分器见下图,这是一种输出端相位差90°输出等分的方向耦合器,信号由端口1输入,端口2和3将输出功率大小相等相位差90°的信号,端口4无信号输出。
为了简化平衡高功率放大器与具有小的器件阻抗匹配电路的要求,可使用具有阻抗变换特性的正交分支线90°混合桥,如下图。
对于等功率分配,K=1,t=1.414r,则r的最小值为0.5。但是,实际情况中,最好选择范围为0.7~1.3之间,这是为了在50Ω输入阻抗下,分支线特性阻抗的物理实现。例如,对于使用双节混合桥实现50Ω到35Ω的变换,Z1=72.5Ω,Z2=Z3=29.6Ω和Z4=191.25Ω.这种电路在2GHz混合桥电路中,在25%带宽内,输出平滑度为0.5dB,回波损耗及隔离度都优于20dB。对于50~25Ω变换,用三节混合桥电路,在3~5GHz频带中实现了振幅平衡3.7±0.68dB,回波损耗和隔离度均大于15dB。
对于单片微波集成电路应用,具有λ/4波长的分支线正交混合桥的尺寸太大,因此具有吸引力的是用有缩短电容的短传输线组合来代替λ/4分支线,并具有同样的频带特性,见下左图。考虑λ/4传输线的导纳矩阵和具有两个缩短电容的短传输线组合电路的导纳矩阵[Yb],有下面的公式:
当Z=Z0/1.414,θ1=45°和θ2=30°时,结构如上右图所示,特性阻抗Z0=50Ω。25GHz缩短尺寸的混合桥测试结果,频带性能比λ/4混合桥稍窄,但总尺寸小于原尺寸80%。
4)混合环:
环形混合桥,或称rate-race速率环,混合环,能用于分配单个振荡器的输出功率,或组合两个同步振荡器的输出功率。混合环是一个四端口网络,也是一种3dB功分器,见下图。
8. 微带铁氧体元件:
铁氧体元件常用于隔离器、环形器和移相器等。隔离器又称单向器,是一种允许电磁波单向传输的两端口器件。在微波系统中,经常把隔离器接在信号发生器与负载网络之间,改善源与负载的匹配,这样可以使得来自负载的反射功率不能返回发生器输入端,从而避免负载阻抗改变引起的发生器输出功率和工作频率的改变。常用的环形器是三端口元件,信号传输可以是顺时针方向也可以是逆时针方向。环形器可以用作隔离器,更多场合是与其他电子器件一起构成微波电路。
一般地,隔离器和环形器是在微波结构中放入铁氧体材料,外加恒定磁场,在这个区域构成各向异性介质,电磁波在这种媒质中三个方向的传输传输是不同的,从而实现单向传输。铁氧体材料是一种电子陶瓷,材料配方和工艺多种多样。
1)微带铁氧体隔离器:
微带铁氧体隔离器有谐振式和场移式两种,也可使用环形器,其中环行器形式结构紧凑而应用最多,它是在微带铁氧体环行器的一个端口接上匹配负载构成,负载可以用50Ω铬薄膜电阻做成,再通过一段四分之一波长开路谐振电路以保证负载点接地。
a)微带谐振式隔离器:
微带型铁氧体谐振式隔离器中,横向偏置的铁氧体条置于微带线旁,电磁波磁场圆极化方向与铁氧体内感应电流引起的磁场一致,电磁波交给铁氧体能量,铁氧体发热。如果改变偏置磁场方向,电磁波就不损耗能量。在6.0GHz上,反向衰减大于30dB,正向衰减小于1dB。由于谐振原因,这种隔离器频带比较窄,一般不超过中心频率的10%。
b)微带场移式隔离器:
场移式隔离器类似波导场移式隔离器,是利用横向磁化铁氧体的场移效应,如图,当微波信号从左侧输入时,电磁波在微带中正常传播而几乎不会被吸收材料吸收,但当反射波从右侧反射回来时,由于铁氧体的场移效应,电磁场将向导体带的上边缘集中,并因此被微波吸收材料吸收。
2)微带铁氧体环行器:
微带铁氧体环行器与波导结环行器在结构上类似,也同样利用法拉第旋转效应。铁氧体材料作介质,上置导带结构,加恒定磁场,就具有环形特性。如果改变偏置磁场的方向,环形方向就会改变。
嵌入式微带铁氧体环行器结构如图,它是在3条互成120°分布的微带线的汇合处的介质基片上开一个适当直径的圆孔,将端面已金属化的直径与基片上的孔相应的铁氧体圆柱体(其高度一般与基片厚度相同)嵌入该孔中,然后将微带线导体带与铁氧体端面用金属连接带通过焊接连接起来,而在铁氧体另一端面放置永久磁铁而形成的。应注意,当该环行器组装构成独立的元件时,其外壳材料应用非磁性材料。
薄膜式铁氧体环行器将铁氧体材料与微带线的导体带一样直接沉积在介质基片上,从而避免了在介质基片上打孔,因此进一步提高了元件的集成程度。图中给出了一个沉积在蓝宝石基片上的铁氧体薄膜环行器的结构。
c)基片式微带铁氧体环行器:
将适当厚度的铁氧体材料直接作为微带线的基片,在该基片上用薄膜光刻技术或掩模沉积技术形成3条120°分布的导体带及与它们相连接的导体圆盘,而在基片的另一面对应圆盘的位置放置永磁铁,为铁氧体提供磁场。
还有其他一些类型的微带铁氧体环行器。用多个三端口环行器串接起来就可以构成多端口的环行器,例如用两个三端口环行器串联,就形成了四端口环行器,3个三端口环行器一一串联,就形成五端口环行器,等等。
3)微带铁氧体移相器:
实现移相的方法可以是改变传输线的长度,或者改变电磁波的相位常数。外加在铁氧体上的磁场将引起铁氧体导磁率的改变,根据:
微带铁氧体移相器在性能上比不上波导铁氧体移相器,而在尺寸小、性能可靠等方面,随着PIN二极管移相器的普遍使用,已逐渐失去优势。
9. 微带巴伦:
微带电路容易构成平衡线和不平衡线,因而容易用微带线构成巴伦。由于通过耦合方式能够把输入信号输送到输出线上,因此输入线、输出线能够共面排列,这样重量轻、体积小,而且容易生产。微带巴伦有多种形式,阻抗变换比也有多种。
1)微带分支导体型巴伦:
下图a是带分支导体型巴伦馈电的印刷对称振子,图b是带串联补偿分支导体型巴伦馈电的对称振子。
2)微带四线腔体型巴伦:
下图是四线腔体巴伦的微带形式,上导体包括输出线C和D、输入线A、补偿线B的内导体。为了消除四根线之间的耦合,除了在巴伦的连接处外,一般都要相距一个线宽b以上。由于补偿线的特性阻抗不等于输入线的特性阻抗,所以上导体的线宽也就不一样;输出线的特性阻抗相同,线的宽度也相同。为了把输入线的能量耦合到输出线上,在巴伦的连接处让输入线尽量靠近输出线。中间导体是上导体的底板。可见,底板和上导体构成了四根微带传输线,底板和下导体之间填充介质构成巴伦谐振空腔。
3)渐变微带巴伦:
下图a为渐变微带巴伦,这种渐变微带巴伦频带宽、结构简单,在单、双混频器和天线中得到广泛应用。
4)微带Marchand巴伦:
下图c为折叠Marchand巴伦,也具有宽带特性。
5)微带混合环巴伦:
混合环是由6λ/4的传输线构成的圆环,如下图。假定信号由D端输入,等分成两路,一路经3λ/4到达A端,一路经λ/4到达C端,由于两路信号路径差λ/2,即A、C端等值反相,因此符合平衡馈电要求,可以把平衡电阻或天线接在A、C,混合环起着巴伦作用。
6)曲折线宽带分支线巴伦:
分支线巴伦由四个分支线组成,其中两个分支线长λ/4,另外两个长λ/2。为了减小分支线巴伦的尺寸,把四根分支线用曲折线,如下图,与直线分支线相比,尺寸减小40.6%。
7)宽带平面巴伦:
宽带平面巴伦由宽带等功率3dB Wilkinson功分器和非耦合线宽带180°移相器组成,左图为等效电路,右图为微带线结构。
R=2Zb Z2=1.27Zb Z3=1.61Zb Z4=Zb
10. 微带线滤波器:
滤波器设计比较专业和复杂,需要大量的分析计算,还有一些特定类型的数据表需要查找,这里只是介绍微带线滤波器的一些基本形式,略去复杂的分析推导过程。
滤波器大致分为低通、高通、带通、带阻四种类型。传统的滤波器设计方法是首先给出低通原型,再进行频率和阻抗变换。
1)滤波器特性:
为了描述滤波器衰减特性与频率的关系,通常使用数学多项式来逼近理想滤波器特性。
a)巴特沃兹低通滤波器:
Butterworth低通滤波器,又称最大平滑低通滤波器,这种滤波器的衰减曲线没有波纹,特点是通带内的频率响应曲线最大限度平坦,没有起伏,在阻带内逐渐下降为零。一阶巴特沃兹滤波器的衰减率为每倍频程6dB,二阶衰减率为每倍频程12dB,三阶衰减率为每倍频程18dB,以此类推。
巴特沃兹滤波器的振幅对角频率单调下降,并且也是唯一的,无论滤波器是多少阶,其振幅对角频率曲线都保持同样形状,只不过滤波器阶数越高在阻带振幅衰减速度越快。
巴特沃兹低通滤波器的插入损耗为:
阶数n的巴特沃兹低通滤波器幅频特性为:
巴特沃兹低通滤波器设计步骤,首先要已知电路阻抗、截止频率、阻带频率、阻带衰减量,然后根据上面公式计算元件阶数,然后根据下式计算原型元件值:
b)I型切比雪夫低通滤波器:
切比雪夫低通滤波器又称等波纹滤波器,是在通带或阻带上频率响应幅度等波纹波动的滤波器,通带内波纹由I型切比雪夫多项式描述,阻带波纹由II型切比雪夫多项式描述。切比雪夫滤波器,在相同阶数时比巴特沃兹滤波器具有更陡峭的通带-阻带过渡特性,但其陡峭程度与带内波纹相关,其频率响应曲线与理想滤波器曲线之间的误差最小。
I型切比雪夫滤波器最常见,n阶I型切比雪夫低通滤波器的频率响应为:
切比雪夫低通滤波器的插入损耗为:
切比雪夫滤波器的最大优点是具有陡峭的通带-阻带过渡特性,但这一优点受到带内波纹的限制,一般来说带内波纹越大则通带-阻带过渡越陡峭。例如。4阶切比雪夫滤波器,波纹0.5dB时在Ω=5时衰减为65dB;若波纹为3dB,衰减可达73dB。
I型切比雪夫滤波器设计步骤,首先要已知电路阻抗、截止频率fc、阻带频率fx、通带波纹峰值RPL、阻带衰减量LAS,然后根据下式计算元件阶数:
然后计算原型元件值,公式为:
串L并C型:
c)椭圆函数滤波器::
椭圆函数滤波器又称考尔Cauer滤波器,是在通带和阻带等波纹的一种滤波器。
椭圆函数滤波器的插入损耗函数为:
椭圆函数低通滤波器幅频响应:
椭圆函数滤波器阻带衰减更陡,因此可以以较低的阶数获得较窄的过渡带宽,但是在通带和阻带上都有波动。椭圆函数低通原型为:
2)滤波器的频率变换:
高通、带通、带阻滤波器的集中参数等效电路都可以通过低通原型滤波器经频率变换获得,并利用低通原型滤波器的综合结果进行设计。所谓频率变换,就是滤波器的插入衰减频率特性变换为低通原型滤波器的插入衰减频率特性。
a)从低通原型到高通的频率变换:
3)微带线滤波器的实现方式:
工作频率超过500MHz的滤波器难以采用分立元件实现,这是由于工作波长与元器件尺寸相近造成多方面的损耗,从而导致电路性能恶化。要采用分布参数元件,这就需要将集总参数元件变换为分布参数元件。
集中参数的低通原型滤波器可以采用特定Z0的λ/8微带线来代替集中参数电感和电容元件。
给定一个频率ω0,采用短路线等效集总参数电感,采用开路线等效集总参数电容。
a)采用Kuroda规则实现滤波器:
Kuroda规则给出了一系列二端口网络等效规则,将难以实现的元件转换为易于加工实现的结构,串联电感结构可以在λ/8传输线另一端用并联电容替代,其取值由系数N=1+Z2/Z1决定。Kuroda规则常用于以下情况,物理隔离传输短截线,将串联短截线转变为并联短截线,将难以实现的特性阻抗转换为易于实现的形式。
集总参数元件变换为分布参数元件时用Richards变换和Kuroda规则的实现方法为,采用微带结构来模拟集中元件电感和电容,以实现所需的微波电路。因为长度小于λ/4的终端开路传输线呈容性,而终端短路的传输线则呈感性,因此可以采用传输线代替低通原型中的电感、电容,从而以微带线的方式实现滤波器特性。
采用Kuroda规则实现滤波器设计分4个步骤,根据设计要求选择归一化滤波器参数,用λ/8传输线替换电感和电容,根据Kuroda规则将串联短截线变换为并联短截线,反归一化并选择等效微带线的长度、宽度及介电常数。
长度为l的高低阻抗线,当高阻抗线的特性阻抗Z0h&g0t;&g0t;Z0且Z0=ZL时,等效电路为图b:
如图c,相当于在T1和T2之间接了一个串联电感L,其电抗值近似为:
对长度为l的低阻抗线,当低阻抗线的特性阻抗Z0h<<Z0且Z0=ZL时,等效电路为下图b:
如图c所示,相当于在T1和T2之间接了一个并联电容C,其电纳值近似为:
根据低通原型滤波器网络,低通滤波器可以由级联的微带高低阻抗线构成,通常高阻抗取大于100Ω,低阻抗线取小于20Ω.电感段、电容段微带线长度可以通过下面公式近似求得:
低通滤波器的典型结构是由高低阻抗线交替级联组成的糖葫芦式滤波器,用高阻抗线来等效串联电感,用低阻抗线来等效并联电容,通过调整高低阻抗值及其长度可以制作出结构简单、性能优良的低通滤波器,如下图示例。
耦合微带线是构成微带带通滤波器的基本谐振元件。耦合微带线的基本结构见下图。
分析耦合微带线,常把任意激励分成两种激励方式来计算,一种是用等幅同相电压Ve激励,称为偶激励;另一种是用等幅反相电压Vo激励,称为奇激励。耦合微带线的任何一种激励就可以由这两种激励叠加而得。
设计步骤,首先选择标准低通滤波器参数,得到归一化低通原型的参数g0、g1,...,gn,gn+1;然后确定归一化带宽、上下边频,根据带宽指标计算下列参数:
可将每个奇模特性阻抗和偶模特性阻抗换算成微带线的几何尺寸,导体带间距S和宽度W,每一段耦合微带线长度都必须是λ/4.考虑到边缘场效应,通常需要对微带线长度、宽度进行修正,以得到更准确的参数。
11. 微带的过渡接头:
在微带电路中,总会涉及到微带线与波导、同轴线等的过渡,需经合理设计才能达到匹配连接,还需要依赖实际测量和不断调整结构参数来获得最佳的连接。
1)微带-波导过渡接头:
工作在3cm或更短波长上的微带系统,有时会外接波导传输线,这时就需要用到微带-矩形波导的过渡接头。
如果微波频率较低,则波导尺寸与微带尺寸悬殊过大,要用右图的过渡方法。这种过渡接头类似同轴-波导过渡接头,只是以导带替代同轴线内导体伸进波导作为激励头,而接地板相当于同轴线外导体与波导壁焊接,同时起微带的固定作用。但由于接地板只在微带的一侧存在,因而与波导壁的连接也只有一边,另一侧与波导壁并不连接。这种过渡接头一般要靠试验来进行设计。
2)微带-同轴线过渡接头:
最常用的同轴线多数是50Ω,如果微带线特性阻抗也是50Ω,则二者的连接就会比波导与微带的连接方便得多。
如果采取超小型的同轴接头(如L6),可以简化接头结构,只要将L6型接头的直径为1mm的内导体伸出1.5~2mm,直接压或焊在微带线的导带上,为了使二者接触良好,可将同轴线接头内导体的伸出部分削成扁平状。
3)传输线过渡段:
微波工程中,有许多不同传输线构成的微波元器件需要相互连接,这种连接涉及模式变换和阻抗匹配。不同传输线的阻抗定义不同,模式结构不同,带来了各种各样的过渡段的结构。
①微带线到共面线的过渡:
这些变换广泛用于平衡混频器和魔T等电路的设计,可分为Marchand巴伦和双Y巴伦两类,均具有宽带和高隔离的指标。
④同轴线到微带线的三种过渡: