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微波有源功能单元

1. 微波开关：
• 谐振式单刀单掷开关：
• 级联式单刀单掷开关：
• 滤波器型开关：
• 单刀双掷开关：
• 级联式单刀双掷开关：
• 单刀多掷开关：
• 双刀双掷开关：
• 大功率宽带开关：
• 多端口开关连接方式：
• 开关驱动：
2. 电调衰减器：
• 单管电调衰减器：
• 环行器型衰减器：
• 3分贝定向耦合器型衰减器：
• 吸收型阵列式电调衰减器：
• 分配式电调衰减器：
• 匹配型电调衰减器：
• PIN管步进衰减器：
• 集成数字衰减器：
3. PIN管限幅器：
4. 微波相移器：
• 开关型移相器：
• 加载线型移相器：
• 3分贝定向耦合器型移相器：
• 反射式移相器：
• 高通/低通二位移相器：
• 非色散和色散移相器：
5. 微波检波器：
• 同轴检波器：
• 微带检波器：
• 波导检波器：
6. 微波振荡器：
• 振荡器基本理论及设计：
• 微波振荡器电路特性：
• 微波振荡器的主要类型：
• 微波振荡器的基本电路：
• 集总参数振荡器示例：
• 微带线振荡器：
• 微波二极管负阻振荡器：
• 波导振荡器：
• 压控振荡器：
• 微波稳频振荡器：
7. 微波倍频器：
• 变容二极管倍频器：
• 阶跃管高次倍频器：
• 三极管微波倍频器：
• 宽带微波倍频器：
8. 微波混频器：
• 混频器主要指标：
• 混频器原理：
• 二极管单端混频器：
• 二极管单平衡混频器：
• 二极管双平衡混频器：
• 晶体管双平衡混频器：
• 场效应管混频器：
• 镜像抑制平衡混频器：
• 镜像回收平衡混频器：
• 谐波混频器：
9. 微波放大器：
• 放大器的稳定性分析：
• 放大器的直流偏置电路：
• 特殊放大器的设计：
• 微波放大器负载牵引测试：
• 测试二端口网络噪声系数：
• 微带微波放大器示例：

前面介绍的微波平面传输线功能单元主要为无源功能单元，而在一些功能单元中加入二极管、三极管等有源元件后会组成有源单元，由此形成检波器、射频开关、放大器等。

1. 微波开关：

构成微波开关的器件有铁氧体、PIN管、肖特基二极管、FET或BJT等。其中PIN管具有可控功率大、损耗小，以及在正反偏置下能得到近似短路和开路的特性，所以几乎在绝大多数的控制电路中都采用PIN管。如下开关器件的性能比较：

指标	铁氧体	PIN	FET/BJT
开关速度	慢（ms）	快（us）	快（us）
插入损耗	低（0.2dB）	低（0.5dB）	增益
承受功率	高	低	低
驱动器	复杂	简单	简单
体积重量	大、重	小、轻	小、轻
成本	高	低	低

铁氧体开关原理是改变偏置磁场方向，实现磁导率的改变，改变了信号的传输常数，达到开关目的。
PIN管在正反向低频信号作用下，对微波信号开关作用。正向偏置时，对微波信号的衰减很小（0.5dB）；反向偏置时，对微波信号的衰减很大（25dB）。
BJT/FET开关原理与低频三极管的原理相同，基极（栅极）的控制信号决定集电极（漏极）和发射极（源极）的通断。放大器有增益，反向隔离大，特别适合于MMIC开关。
MEMS微机械电路是近年发展一种新型器件，也可以用作开关器件。

开关类型	RF MEMS	GaAs FET	GaAs P HEMT	GaAs PIN	Si PIN
插入损耗/dB	0.2~0.5	0.7~1	0.6~0.9	0.3~0.3	0.4~0.8
隔离度/dB	45	25~41	28~45	11~22	12~35
线性度IP3/dBm	>65	24~70	55~72	58	50
制动电压/V	20~80	3~5	2~6	5	5
开关速度	<35us	<5ns	<5ns	<50ns	<100ns
功耗	≈10nW	<5uW	<5uW	>10mW	>10mW
功耗调整/dBm	38	33	33	36	38

开关器件与微波传输线的结合旧构成了微波开关组件，微波开关在微波系统中有着广泛的用途，如时分多工器、时分通道选择、脉冲调制、收发开关、波束调整等。PIN二极管、FET和MEMS微波开关的SPST电路：

PIN二极管是常用开关电路器件，由一个高掺杂的P⁺层和一个N⁺层半导体，中间夹一层电阻率很高的本征半导体I层构成， I层电阻率的高低和厚度根据对功率容量和工作频率的要求来定，大功率管的电阻率一般为500Ω·cm～1000Ω·cm，厚度在50μm～150μm之间；中小功率管电阻率在几欧姆·厘米至几十欧姆·厘米，厚度为几微米到几十微米不等。PIN二极管在低频时和一般PN结二极管同样具有整流作用，能够单向导电。
利用PIN二极管在正反向偏置下表现出的阻抗巨大差别，就可以控制电路的通断，即成为电子开关。一般可以将这种开关分成两类，一类为单刀单掷开关，它控制微波信号的通断，称为通断开关；另一类为单刀多掷或多刀多掷开关，它控制微波信号在不同传输线中的转接，称为换接开关。

1）谐振式单刀单掷开关：

PIN开关原理可以用其最基本的等效电路模型来说明，如图，可分为并联型和串联型两种。当PIN管与微波系统并联且管子正向偏置时，阻抗很小，相当于将电路短路，微波信号被反射回去，插入损耗很大，也就是相当于开关断开状态；而当管子反向偏置时，阻抗很大，并联在微波线路上的PIN管对传输几乎无任何影响，插入损耗很小，相当于开关导通状态。PIN管与微波系统串联时情况就刚好相反，反向偏置时为断开状态，而正向偏置时则为导通状态。在实际电路中，由于并联型开关PIN管与微波传输线尤其是波导系统更便于连接，散热条件也好，因而应用较多。

实际上，由于PIN管的阻抗在导通时并不能减小到零，在断开时也不能增大到无限大，因而PIN管开关也不能达到理想的导通或断开，一般只能要求两种状态下PIN管阻抗的比值应尽量大。通常将PIN管开关导通时由于阻抗不为零而引起的衰减称为插入衰减，而将断开时的损耗与导通时的损耗之比称为隔离度。按PIN开关的原理制造实际开关，使用起来并不方便，因为PIN管本身的工作频率范围不一定与要求的工作频率相一致，这时开关性能就会变坏，甚至完全不能起开关作用。为了解决这一问题，可以将原理图中的单管直接连接改成谐振电路，调节电路中的谐振元件，就可以在给定的频率上达到谐振从而实现开关作用。
以并联型谐振式PIN管开关为例，如图，虚线内表示PIN二极管，R_D、X_D分别为它的电阻和电抗，X_S为外接的串联调谐电抗，X_P则为外接的并联电抗。若在要求的工作频率下PIN管正、反向偏置时的阻抗分别为(R_f+jX_f)和(R_r+jX_r)，则可以在PIN管正向偏置时调整串联外接电抗X_S，使它与PIN管正偏电抗X_f大小相等，符号相反，即令X_S=-X_f，从而在PIN管所在支路形成串联谐振，使其阻抗很低，并因此使整个并联电路（与X_P并联）总阻抗很低，形成开关的断开状态； 另一方面，可以在PIN管反向偏置时调整并联电抗X_P，使它满足X_P=-(X_S-X_r)从而形成并联谐振，而这时PIN管所在支路由于X_f已改变成X_r，因而对串联谐振来说已经失谐，因此这时并联电路总阻抗很高，对传输线几乎不起分路作用，成为开关的导通状态。这种正偏时断开，反偏时导通的开关称为“正向模”开关。 显然，也可以反过来，在PIN管反偏时调节X_S，使它与PIN管的X_r相抵消，产生串联谐振，形成开关断开；而在正偏时，调节X_P，使它与(X_S-X_r)相抵消，形成并联谐振，使开关导通，开关的这种工作方式称为“反向模”工作。

微带结构的谐振式开关，微带主线的特性阻抗Z_C=50Ω；特性阻抗为Z_a、长度为l_a(<λ_g/4)的微带线段相当于X_S（容抗）；特性阻抗为Z_b、长度为l_b的传输线段相当于X_P（感抗）；特性阻抗为Z_d、长度等于四分之一导波波长的一段短截线则是用来使l_b线段高频接地的，其λ_g/4长度保证了截断处的短接不致影响l_b段的特性；至于l_a线段，其截断处电容已经构成高频短路。

2）级联式单刀单掷开关：

由单个PIN管组成的谐振式开关，其隔离度和带宽一般都比较小，隔离度约20dB～30dB，相对带宽一般为5%～10%。为了获得更高的隔离度和更宽的带宽，可以采用多个PIN管级联的形式，如图。正确设计PIN管之间的间距l，可以提高开关的隔离度，减小插入衰减，但两者往往不能同时达到最优化，因此设计时应折中考虑。

微带线级联开关的电路实例如图，它由四个PIN管串联组成。偏压以λ_g/4长度的低阻分支宽导体带接入电路，并在PIN管左边用隔直间隙与微带线主线直流隔开；PIN管右边则用λ_g/4的高阻窄导体带接地。这种开关的工作带宽可以达到百分之几十。

3）滤波器型开关：

展宽PIN管开关工作带宽的另一种方法是将PIN管接入滤波器电路，构成滤波器型开关。用作开关电路的滤波器一般为带通滤波器或低通滤波器。
图中给出了一个由低通滤波器构成的开关电路及其等效电路。当PIN管反向偏置时，PIN管本身的电容C_D和滤波器电容C₁、C₂并联，并与串联的滤波器电感L₁、L₂和L₃组成低通滤波器，因此只要信号频率低于该滤波器的截止频率，信号就可以通过，插入衰减很小，形成开关的导通状态。而当PIN管正向偏置时，PIN管的阻抗很低，接近短路，并联到C₁、C₂上仍然几近短路，输入信号就无法通过而被全部反射，形成开关的断开状态。

在实际低通滤波器开关电路中，为了降低L、C，以提高截止频率，增大带宽，一般直接采用未加封装的PIN管芯，利用管芯在反偏时本身的结电容和连接管芯的引线电感组成低通滤波器。由于PIN管芯的结电容和引线电感都很小，因而滤波器的截止频率很高，通带很宽，使开关的工作带宽可以达到0～18GHz，隔离度为30dB，插入衰减小于1dB。

4）单刀双掷开关：

单刀双掷开关的功能是将一路输入信号，根据需要可以换接到两路不同的输出通道，原理如图，有并联型和串联型。

在并联型开关中，当D₁处于正偏导通而D₂处于反偏断开时，显然输入信号将从通道2输出，因为D₁所在支路近似短路将使信号无法向通道1传输，而D₂所在支路接近开路，使信号无阻碍地向通道2传输；反之，当D₂导通D₁截止时，则输入信号将从1通道输出而不会进入2通道。 在串联型开关中，当D₁导通而D₂截止时，信号从通道1输出；当D₁截止而D₂导通时，则信号从通道2输出。实际加偏置的电路为：

每个电路中的两个PIN管的偏置始终是相反的。（a）中，若D₁通D₂断，D₁经过四分之一波长，在输入节点等效为开路，D₂无影响，输入信号进入B，反之，开关拨向A。（b）中，若D₁通D₂断，输入信号进入A，反之，开关拨向B。
在原理图中，D₁和D₂两个PIN管总是处于不同的工作状态下，即一个加正偏，另一个一定是加反偏，这样就需要两个偏压电源分别对两个PIN管进行控制。但在实际电路中，往往只需对电路作适当改变就可以共用一个偏压电源，这样的电路实例和等效电路如图。

其中PIN管D₁、D₂都接在离主线λ_g/4距离的支线上，两支线之间的距离也是λ_g/4；二极管与微带线导体带通过隔直电容C_S相连接，C_S由PIN管与导体带之间的金属垫圈与一层介质薄膜形成，其电容量应满足使它对高频短路的要求； C_S同时也起到谐振回路中的调节电容作用，其电容量可以通过调整金属垫圈的面积和介质薄膜的厚度来调节；谐振回路的调节电感由一节短路线构成，其长度小于λ_g/8，以尽可能接近集总参数元件；偏压通过限流电阻和高频滤波电路后加到D₁、D₂上，以避免两个PIN管通过偏压线耦合，降低隔离度； 高频滤波器由λ_g/4开路线形成的旁路电容构成，且其位置离二极管也是λ_g/4，以保证高频对地短路，不向偏压源泄漏。在正向偏压时，D₁、D₂导通，B、D两点接近短路状态，由于D点到C点有λ_g/4距离，所以C点成为开路，信号功率顺利从1通道输出，而由于B点的短路，阻止了信号向2通道传输； 而在反向偏置时，D₁、D₂截止，B、D点形成开路状态，由D点反映到C点成为短路，因而这时信号将从通道2输出而不会向通道1传播。
有另外一种接法的单刀双掷开关，其所加的偏置方式会有所不同：

还有几种常用开关的拓扑结构：

上面左图为串并联开关结构，还可以使用多个开关串并联：

一种移动通信使用的开关：

5）级联式单刀双掷开关：

由于有若干微带线长度都需要等于四分之一导波波长，因而工作频率的偏移将引起开关性能的下降，也就是说这种开关的工作频带比较窄。为了展宽带宽，可以采用将PIN管串并联连接方式。为了改善开关性能，同样可以采用多个PIN管级联的形式，图中给出一个串并联单刀双掷开关的结构图和等效电路。
在该开关中，两个输出臂各自都有两个并联的PIN管，并通过一个串联PIN管与输入主线相连接。串联二极管的偏置与其同一支线的并联二极管的偏置相反，而且两路的偏置也互相相反。这样，当输出支路1中的二极管D₁处于正偏时，D₃、D₄应为反偏，支路1被接通；而此时输出支路2中的二极管D₂则处于反偏，D₅、D₆应为正偏，支路2被断开。反之则开关接通2断开1。

6）单刀多掷开关：

将上述开关的原理进一步推广，就可以构成单刀多掷的开关，如图单刀六掷开关的结构，图中未给出调整电感、隔直电容及馈电电路。如果微波信号需要由1路输出，则通向1路的路径上PIN管应反向偏置，即D₁、D₃应反偏，而其余所有的二极管都正向偏置，以此类推，即可实现单刀多掷的转换。
另外一种单刀四掷开关结构为：

7）双刀双掷开关：

8）大功率宽带开关：

9）多端口开关连接方式：

10）开关驱动：

任何一种开关都有相应的驱动电路。驱动电路实际上是一个脉冲放大器，把控制信号（通常为TTL电平），放大后输出足够大的电流或足够高的电压。

（a）为电路基本结构，（b）为一个具体电路，增加了加速元件，PIN管正向+5V，反向越大越好（如-25V变为-80V），改善速度和通断比。实际中，可以将PIN管反向加入电路，利用正高压-5V以降低对电源的要求。图中元件：V1/V2 NTE292，R1=499Ω，R2=1kΩ，R3=15Ω/5W，R4=10kΩ，R5=1kΩ，VD1为1N5811，PIN管为HUM2020，C1=75pF，C2=150uF，C3=0.05uF，L1=1mH。

2. 电调衰减器：

利用电子开关可组成电调衰减器，大多使用T型或π网络：

比如使用PIN二极管和FET的电调衰减器：

使用RF开关可形成二进制可变衰减器单元：

使用二进制可变衰减器单元可组成多位数字衰减器，比如二单元结构为：‘

利用PIN管正向偏置时，其电阻随偏置电流的增大而减小的特性，就可以做成对微波功率的衰减（吸收或反射）可变的电调衰减器。作为电调衰减器所用的PIN二极管与PIN管开关所用的PIN二极管有所不同，在开关中，为了缩短开关时间，一般选用I层较薄的PIN管；而在电调衰减器中，为了获得较大的衰减量调节范围，则应采用I层较厚的PIN管。另外，在电调衰减器中，还要求PIN管的I层的电导随偏流作线性变化。
PIN管电调衰减器的体积小，重量轻，响应时间快（30ns～100ns），衰减量可调范围大（达80dB），被广泛用于脉冲调制、微波衰减、扫频信号源稳幅和参量放大器泵浦功率的精确控制等方面。电调衰减器一般可分为两大类：一类为反射型，另一类为吸收型。

1）单管电调衰减器：

在微带线中打孔并接一个PIN管，改变控制信号就可以改变功率大小。这种衰减器结构简单，但输入电压驻波比大。

2）环行器型衰减器：

如图，PIN管并联在微带线上，当PIN正向偏置时，其电阻值将随着偏流的增加而减小。当微波功率由输入端口1输入，经环行器到达端口2时，一部分功率就将通过PIN管输出，而另一部分功率则被PIN管反射回环行器。当PIN管零偏时，微波功率除很小一部分由于PIN管插入衰减而损耗外，其余几乎无反射地由通道4输出； 当偏流不为零时，随着PIN管正向偏流增加而阻抗减小，即并联在主线上的阻抗减小，反射的功率将增加，达到偏流的典型值50mA左右时，PIN管电阻仅1～5Ω，这时主线接入PIN管处接近短路，微波功率几乎被全部反射。被反射回环行器的功率，将由端口3输出，并被接在端口3的负载所吸收，而不会返回到输入端口1。

3）3分贝定向耦合器型衰减器：

3分贝定向耦合器型电调衰减器如图，其主要元件就是3分贝定向耦合器，特点是由一个臂输入的功率将被平均分配由另外两个臂输出，而当负载不匹配使两输出臂引起反射时，只要两臂的反射相同，则反射功率将由第4臂合成输出，而不会进入原来的输入臂，也就是说输入端总是匹配的。图中D为串联型二极管，它一端与定向耦合器连接，另一端与匹配负载相连再经电容块形成高频接地。偏置电流经定向耦合器加到PIN管上，经高阻抗线由接地孔接地，输入输出臂都用隔直电容防止偏置电流经外电路短路。
当微波功率由1端口输入时，它们各有一半由2、3端口输出，接在2、3端口的两个PIN管的特性必须选得完全相同，这样当PIN管零偏时，阻抗非常大，对由2、3端口输出的微波产生强烈的反射，反射功率全部由4端口输出；当PIN管加上正向偏流时，它的阻抗减小，反射降低，4端口的输出也随之降低，偏流越大，阻抗越小，2、3臂的总阻抗越接近匹配负载阻抗，在4端口的输出功率也就越小，或者反过来说，系统的衰减越大，由此构成电调衰减器。

4）吸收型阵列式电调衰减器：

如果微波输入功率直接由PIN管的损耗而引起衰减，而不是被反射而引起衰减，则就构成吸收型衰减器。显然，单一PIN管引起的损耗是十分有限的，因而吸收型衰减器一般都做成多管阵列式，以增大衰减量的可调范围。

图中给出吸收型阵列式衰减器的原理图。组成阵列的各PIN管都与微带线主线并联，管间距为四分之一导波波长，在工作频率较低时，PIN管加正向偏置时主要呈现电阻特性，它们将对微波产生损耗，而且其衰减量随二极管偏流的变化而改变。若电路中的PIN管具有相同的特性和相同的偏置，则称这种衰减器叫等元件阵列电调衰减器； 若采用不同特性的PIN管或者不同的偏置，使阵列中的R₁、R₂>、......、R_n依次逐渐减小，则称为渐变元件阵列电调衰减器。前者公用一个偏置电路，比较简单，但其输入驻波比较大，尤其是虽然各PIN管的衰减相同，而实际各管吸收的功率相差很大，第1个管子吸收功率最多，因而往往易于烧毁；后者则与此相反，可以获得更好的输入驻波，各管吸收的功率接近相同，在输入端信号功率最大，而第1个管子的衰减最小，因而吸收的功率不会过大而烧毁，所以渐变元件阵列衰减器应用更为广泛。
当工作频率较高时，PIN管不能再等效成一个纯电阻，而必须考虑其电抗成分，其中尤以等效电容的影响更大，因为等效电容将随频率的升高而增大，导致反射迅速增加，驻波比急剧上升。为了消除PIN管在高频时的等效电容影响，一般可在电路中串联电感来补偿。如图，同轴线结构的双管阵列电调衰减器，PIN管的电极分别与同轴线的内、外导体相连接，因而是并联在同轴线上的，PIN管之间及与同轴线内导体连接的引线用细银丝，由于其直径远小于内导体直径，因而形成串联补偿电感。

如图的五管微带线阵列式衰减器，5个封装的PIN管按四分之一导波波长的间隔等间距地并联在微带线上，与PIN管相连接的两侧窄微带线形成补偿电感，以补偿管子本身的等效电容的影响，微带线两端的隔直电容用来防止偏置电压经外电路短路。

5）分配式电调衰减器：

6）匹配型电调衰减器：

7）PIN管步进衰减器：

控制PIN二极管电流的改变，能够连续改变衰减量，将这一控制信号按照一定的规律离散化，就能够实现衰减量的步进调整。近代电子仪器中大量使用这种方案实现步进衰减。

8）集成数字衰减器：

用微波集成电路技术制作开关切换衰减器，基本结构是GaAsFET和电阻网络，通常采用半导体基板，使得衰减器的体积小到毫米级。

通信中用的步进衰减器，4dB步进，28dB衰减器，采用GaAsFET和电阻Π网络，精度1.2dB，电源2.7V，21mA，用于1.9GHz个人通信发射机。

3. PIN管限幅器：

限幅器的作用是当输入微波信号的功率超过某一门限值时，输出信号的功率会基本保持不变，而不是随输入信号的增大而增大，它是利用二极管的衰减量随输入信号变化而改变的特性来实现限幅功能的，输入功率较低时，二极管相当于有一定损耗的传输线；而当输入功率超过门限功率（限幅电平）时，二极管产生相当大的衰减，限制了输出功率的增加。可以用作限幅器的半导体二极管除PIN二极管外，还有变容二极管、肖特基二极管等，其中PIN管因其可控功率大，在限幅电平以下时损耗小等优点而在绝大多数限幅器中得到应用。
与PIN管开关和电调衰减器不同的是，限幅器的衰减量是由通过PIN管的微波功率自身控制的，并不需要外加偏压控制，所以往往称它为自控衰减器。微波限幅器一般都用在接收机的混频器和高频放大器之前，用来保护它们的半导体管不被微波功率烧毁，也用于微波扫频信号源中，使扫频信号输出恒定。

当微波信号输入到PIN管中时，在信号正半周，正向电压将驱使载流子向I层注入，使I层两侧充满载流子，一部分在中间的载流子将会“复合”；在信号负半周时，I层中的载流子将向P层、N层返回，由于载流子的寿命比微波信号周期长，载流子既来不及全部“复合”，也来不及全部返回，这样在I层中就始终存在有一定量的载流子，使I层电阻减小，而对微波信号产生衰减。 微波信号幅值越大，I层中积累的载流子越多，I层的阻抗越低，对微波信号的衰减也就越大。但是对用作限幅器的PIN管来说，只有当输入微波功率达到一定量时，阻抗的这种变化才比较显著。PIN管I层的厚度决定了I层阻抗随微波信号幅度变化的灵敏度，I层越薄，灵敏度越高，衰减特性越显著，因而若要使限幅器有较低的门限值，应采用I层较薄的PIN管，其厚度一般只有几微米。但较厚的I层，可以承受较大的功率。
由于限幅器实际上也是一种衰减器，只是它不需要偏压控制而是自动控制而已，因此其电路形式与电调衰减器的电路形式基本相同，如3分贝定向耦合器、阵列式等，只是不再需要偏置电路。

4. 微波相移器：

在通信系统中，调相就是对微波信号相位的控制，相控阵天线就是要控制送入天线阵每个单元信号的相位，实现天线波束的调整。这些相位控制电路就是移相器，铁氧体、PIN管、BJT或FET都可以构成移相器，基本原理是在传输线上改变传播常数或形成信号的波程相位差。
实时时延传输移相器的集总参数近似模型见下图，其电容可以随外部控制而变化：

慢波移相器集总参数模型见下图，它包含一条传输线并被周期性加上一个电子调谐电抗线负载，可以影响传输信号的相速度。通常使用二极管或MEMS开关连接并联电容来实现这种负载。

下图为反射式移相器，其中使用90度混合耦合器，可使用Langa耦合器或分支线耦合器。通过改变双电极内部的一个或多个元件，可以改变网络中传输系数的相位。当电容从0到无穷大大时，相移量从0到π。

目前使用的电控移相器以PIN管移相器为多，它有模拟式和数字式两种，模拟式移相器的相移量可以连续调节，但控制十分复杂；数字式移相器的相移量只能按一定量值步进改变。 数字式移相器是由几只单元移相器级联而成的，每个单元有两个相位状态，构成一个“位”，例如：一个4位移相器，每位的相位状态分别是（0°,22.5°）、（0°,45°）、（0°,90°）、（0°,180°），组合后，整个移相器就可以在0°～360°之间得到以22.5°为一个步进单位的16个相移状态。目前在相控阵雷达中实际应用的多为数字式移相器，它又可以分成若干不同的结构类型。

1）开关型移相器：

微波信号通过任何一段均匀传输线都会产生相位的变化，传输线越长，相位的改变量（相移）也就越大，信号经过l长一段传输线的相移为：

如果利用开关使信号从不同长度的传输线通过，就得到了两种不同的相移。把长度较短的一条传输线称为“参考相位通道”，而把长度较长的一条传输线称为“延迟相位通道”，则信号通过这两条不同通道时，由于相移量不同将产生一个相位差：

式中，Δl为两条通道的长度差。开关线移相器的基本原理如图，由于Δφ与微波信号的λ_g成反比，而λ_g又与频率有关，因此这样的移相器将是窄带的。

移相器中的开关往往采用同步控制的一对单刀单掷开关来代替单刀双掷开关，它可以是并联型的，也可以是串联型的。以并联型为例，一对PIN管与另一对PIN管的偏置刚好相反，都以谐振式开关形式接入电路，如果加正向偏置的一对PIN管（如一对A管）为导通状态，则加反向偏置的另一对PIN管（如一对B管）就是截断状态，从而决定了微波信号是通过参考相位通道还是延迟相位通道，也就是决定了信号是否产生相移量Δφ。多位级联：

2）加载线型移相器：

不仅传输线长度的不同会引起线上传输的信号产生的相移不同，而且传输线阻抗的不同同样会引起信号产生的相移不同，因此就可以利用对传输线并联上不同阻抗的负载来实现移相，根据这一原理做成的移相器就叫做加载线移相器。
最简单的PIN管加载线型移相器的原理如图，在特性导纳Y₀₂，电长度为θ的一段传输线的两端并联加载电纳B，每一个电纳B都由包含PIN管的电路构成。在PIN管的正、反向偏置两种状态下，B值将不同，因而并联到特性导纳为Y₀₂的一段传输线上后该段传输线产生的相移量也不同，两个状态的相移量之差，就是移相器的相移量Δφ。
微带线加载线型移相器的实际电路结构，两条特性导纳为Y₀₃的传输线并联到特性导纳为Y₀₂的主线上，并联传输线的另一端分别连接两只特性完全相同PIN管。该并联传输线就构成了电纳B，改变PIN管的偏置极性，就可以得到两个不同的电纳值，从而使得主传输线的导纳值不同，当微波信号通过时引起不同的相移量。 PIN管的另一端与长度为λ_g/4的低阻值开路线相连，开路端的电容对微波而言相当于接地；PIN管的偏置电压经低通滤波器输入，并在主传输线的输入端并接一终端接地的λ_g/4长的高阻抗线。中等移相单元可以用三节加载线。

3）3分贝定向耦合器型移相器：

加载线型移相器一般用于小相移量移相器，这时其性能好，衰减小，驻波低，并有足够的峰值功率容量，因而目前在相控阵四位移相器中，往往作为22.5°、45°位的移相器。为了获得四位移相器中的大相移位移相器，如180°位的移相器，通常就要用3分贝定向耦合器型移相器。这种移相器相移量大，衰减小，频带宽。
已知，3分贝定向耦合器两输出臂输出的电压相等、相位相差90°，耦合臂输出比直通臂的输出落后90°。如图的3分贝定向耦合器型移相器的电路，设信号由输入臂1输入。将平分由2、3臂输出，在遇到PIN管的阻抗时将被反射，重新进入定向耦合器并由1、4臂平分输出。如果2、3臂端接的PIN管特性相同，则引起的反射也完全相同，因而2、3臂因反射进入1、4臂的信号电压也应该相等。 但是，因为3臂的电压比2臂的电压即输入信号落后90°，它反射回到4臂时仍落后90°，而反射回到1臂的电压由于3分贝定向耦合器的特性将再次落后90°，即比原输入信号一共落后了180°；至于2臂的电压则与输入信号电压同相，由它反射进入到1臂的电压相位仍保持不变，它将与由3臂反射来的信号电压大小相等而有180°的相差，因而互相抵消； 2臂反射到4臂的电压将引起90°相差，即比输入信号落后90°，它与由3臂反射来的信号电压大小相等且同相（都比输入信号落后90°），因而互相叠加。在PIN管全反射的情况下，4臂得到的信号振幅将等于输入端输入的信号振幅，也就是说，由1臂输入的信号，由于PIN管的反射作用，将全部由4臂输出，且与输入信号相比有90°的相移。
下图为四位移相器的实际电路，该电路的指标为0~360°移相，相移步进为22.5°，每位都有独立的驱动电路。

上面的分析没有考虑反射本身引起的相位移，实际上输出信号的相位与PIN管的电抗有关。但由于两只PIN管特性相同及定向耦合器特性，上面的分析仍旧成立，只是所有反射信号都附加一个相同的反射相移，使得输出信号的相位将在90°的基础上还要附加一个随着PIN管电抗的改变而改变的附加相移。PIN管工作在正偏和反偏两种状态下时，4臂输出信号相应地也就有两种相位状态，这就是3分贝定向耦合器型移相器的基本原理。
从原理上来说，如果PIN管直接接在3分贝定向耦合器2、3臂的终端，而且它的两个状态使其使其形成短路和开路，则就可以得到180°的相移量。为此，与谐振式开关一样，必须外加调谐电抗，使二极管在两个状态下分别得到串联谐振和并联谐振。而在实际电路中，既不是把PIN管直接接在2、3臂终端，也不是构成谐振电路，而是在2、3臂终端与PIN管之间加接一段阻抗变换段。通过调节变换段中各段传输线的阻抗和长度，就可以把PIN管的电纳变换到需要的值，从而使移相器的相移量达到设计值，如45°、90°、180°等。
应注意开关通断的逻辑关系和四个相移单元的实现方式，开关接通的是传输线或电抗，寄生参数、匹配问题也是要仔细考虑的。大功率或低反偏下，会有相位失真。要选择I区厚、载流子寿命长的PIN管。下面为微带线结构的步进移相器，四个移相单元分别是22.5°、45°、90°、180°：

其控制逻辑为：

S1S2S3S4	0000	1000	0100	1100	0010	1010	0110	1110
相移量	0°	22.5°	45°	67.5°	90°	112.5°	135°	157.5°
S1S2S3S4	0001	1001	0101	1101	0011	1011	0111	1111
相移量	180°	202.5°	225°	247.5°	270°	292.5°	315°	337.5°

4）反射式移相器：

上面左图为一个理想环形器，在第二个端口接上理想PIN二极管，当PIN二极管正偏或反偏时，端口1输入，端口3输出就会相差180度，因此构成180相移器。右图是分支桥构成的180度相移器，下图为微带线设计的180度移相器。

5）高通/低通二位移相器：

6）非色散和色散移相器：

在相控阵雷达中，每个单元的辐射控制与频率无关，要用实时移相器或非色散相移器。这种相移器实际上是开关传输线段，电路的时延与相移状态无关，由于相移随频率的增加不成比例，故称为非色散相移器。

图中是两种非色散移相器电路，SPST在窄带内呈现短路和开路状态，即使环形器或耦合器理想且开关一致，依赖传输线节，相移器工作频带有限，适宜于窄带系统。

色散相移器的相移量与频率无关。图中是3dB耦合器相移单元，PIN管用作传输线的并联电纳。一个完整的相移器包括许多这种单元，每个单元的相移量不同。PIN管正反向偏置时，与传输线连接的电容不同，电容值的大小与单元相移量有关。

单元相移量就是两个状态的相位差。要求与频率无关的就是色散相移器。图中电路，单个PIN管可以做到120°，两个PIN管可以做到180°。

5. 微波检波器：

一般地，检波器是实现峰值包络检波的电路，输出信号与输入信号的包络相同。作检波时，肖特基势垒二极管伏安特性近似为平方关系，即检波输出电流与输入信号电压幅度的平方成正比。因此，常用检波电流的大小检视输入信号功率的大小。
作为接收机前置级时，所接收的信号通常是微弱的，对检波器的要求是高检波灵敏度、小输入VSWR、宽动态范围、宽频带、高效率，而检波器内部不可避免地存在噪声，因此衡量检波器性能的主要指标就是它从噪声中检测微弱信号的能力，常用灵敏度来表示。
为了提高检波器的灵敏度，设计时应选择低势垒二极管，检波用肖特基二极管比混频用的势垒要低，小信号下能产生足够大的电流。还应选用截止频率高的二极管，寄生参数的影响小。加正向偏置电流，打通二极管，节省微波功率，提高灵敏度。用于测试系统的检波器或其他场合的宽频带检波器，增加匹配元件或频带均衡电阻网络，灵敏度会降低。
一般来说，微波检波器电路由三部分组成，分别是阻抗匹配网络、检波二极管和低通滤波器。

当检波器应用于稳幅系统时，常常要求在一个或几个倍频程的频带范围内灵敏度的波动不超过1dB，但不要求很高的灵敏度。在这种情况下，可以采用牺牲灵敏度的方法保证宽频带内较好的平坦度。

1）同轴检波器：

上面左图为同轴检波器结构图，在同轴线的外导体的内壁加吸收环，在同轴线的内外导体之间并联一个锥形吸收电阻，二极管串联在内导体上，在管座和外导体之间夹一层介质薄膜，形成高频旁路电容。当二极管不加偏置时，阻抗比较高，因此检波器的输入阻抗主要决定于所加的匹配电阻，其阻抗与同轴线阻抗匹配，这个检波器工作在7.2~11GHz频带内，驻波比小于2。
检波器的工作频率受到以下因素限制：二极管的管壳电容形成与频率有关的电抗；匹配电阻与旁路电容接入的位置与二极管两端点之间有一定的距离，相当于插入一个短传输线。

2）微带检波器：

上面中图是宽频带微带线检波器，如果是窄带的，也可用集总参数电阻和电容，配合平行耦合线用于微带电路模块。

3）波导检波器：

固定频率工作的微波系统可以采用调谐式检波器。上面右图中采用三个调谐螺钉和一个短路活塞进行调谐，使二极管阻抗和波导阻抗匹配。有时也可以利用短路活塞调谐二极管的电纳部分，然后通过一段高度渐变的波导将标准的波阻抗变换成低阻抗，以便和二极管的阻抗匹配。这类检波器一般用在固定频率工作的系统中作为功率指示器。。

当晶体检波器的输入微波是等幅的连续简谐波时，由于检波二极管的非线性特性，微波振荡的正半周检波器将有输出，而负半轴则没有输出。但这时检波电流不再是简谐振荡，它可以分解成直流分量和各次高频谐波分量，由于检波器引出装置的高频旁路电容具有的低通滤波作用，从检波器输出就只有直流分量I₀，可以直接用直流仪表指示I₀的大小。 达到微安量级的I₀可用直流微安表指示，小于微安级的I₀则可用光点检流计指示。如果输入到晶体检波器上的是经调制的微波信号，检波电流中除了直流和高频分量以外，还有调制波，即信号包络波形。从检波器需要获得的输出是指信号包络而不是其直流分量，因此这时可通过隔直电容去掉直流分量，而将音频调制信号输出，经专用的测量放大器—选频放大器后进行指示，或者直接输入示波器显示。

6. 微波振荡器：

固体振荡器常使用有源器件以及无源电路将直流转换成稳定的正弦信号。

1）振荡器基本理论及设计：

所有振荡器的核心都是一个能够在特定频率上实现正反馈的环路。左图描述了常规闭环系统的特征，右图给出了双口网络表达方式。

一个电路发生振荡的数学条件可以由闭环传递函数导出，闭环传递函数则由放大单元的传递函数以及反馈单元的传递函数构成：

由于振荡器没有输入信号，即V_in=0，若要得到非零输出电压Vout，则上式的分母必须为零。由此得到Barkhaosen判据，即环路增益方程：

如果将其中的反馈传递函数写成复数形式，而放大器传递函数具有实数增益，则上式改写为两部分：

上式只适用于稳定状态，在振荡器初始状态，必须有H_A0·H_FR(ω)>1，也就是说环路增益必须大于1才能使传递函数逐步增加，但传输电压经过振荡后最终必须进入稳定状态。

由上面左图可以看出振荡器的非线性特征，曲线的负值斜率确保了增益随着电压的增加而下降。|V_out|=V_q对应的点是稳定振荡点。为了解释振荡器的内在机理，需要了解负阻的产生。振荡器有负阻的原因可以通过考察一个包含电阻R、电感L和电容C的串联振荡电路来说明，见上右图。用电流控制的电压源作为输入信号，这个电压源可以用于描述BJT或FET有源器件的输出。电流方程为：

令右端为零，即电路进入稳态，电压幅度不变，则得到标准的解为：

一般情况下，由于α为负值，谐振回路的谐振响应将随时间逐渐降低并趋于零，而在R趋于零的极限状态下，就会出现无阻尼的正弦振荡。
振荡器中有源器件的作用是提供能源，以补偿电路中电阻的耗能，这种状态只有当出现负阻时才能实现。如果能找到电压-电流响应为非线性的器件，此表达式的某些项能被调整为恰好补偿掉R：

将i(t)使用级数展开，合并一阶导数的系数，令衰减系数为零，可以得到：R+R₁=0。这就暗示器件具有负的微分电阻R₁=-R。
另外，为了建立初始振荡，需要衰减系数具有正值，意味着R₁必须小于-R，对应于传递函数在复频域平面右侧有极点的情况。
实现负阻状态的最直接方法就是使用隧道二极管，下图画出了隧道二极管振荡器的电路原理图以及相应的小信号电路模型。由于隧道二极管自身存在固有电容，所以外电路中不再加额外电容，图中电路可以用做振荡器，振荡频率可达100GHz。

振荡器设计是通过反馈电路使得增益和相位特性满足稳定振荡条件，鉴于反馈网络的重要性，因此对反馈网络进行分析，二端口反馈网络见下图。

在输入和输出为高阻抗条件下，π型反馈网络的传递函数可以表示为：

但是对于放大器的传递函数不仅需要考虑网络的传递函数，还需要结合有源器件的选择以及器件的等效电路模型，才能最终确定，放大器传递函数的计算就要复杂很多。

考察一个电压增益U_v输出阻抗R_b的低频FET简化模型，如上图。此时环路方程为：

根据上式可解出I_b，与Z_c相乘则可得到电压V_out，由V_out可求出反馈传递函数为：

而闭环传递函数则为：

根据这个公式，调整反馈环路中的3个阻抗，就可以设计出各种类型的振荡器。为了减小电阻性损耗，采用纯电抗元件，确保上式的分子为实数；而为了分母为实数，必须有X₁+X₂+X₃=0，即其中一个电抗必须与其他两个电抗之和的数值相等且符号相反，显然负值电抗对应电容而正值电抗对应电感。下图总结了几种可能的反馈环电路。

Hartley振荡器和Colpitts振荡器是两种常用的振荡电路，如下图所示。振荡器有源器件均为FET，在Hartley振荡器中，X₁=ωL₁，X₂=ωL₂，X₃=1/ωC₃；在Colpitts振荡器中，X₁=1/ωC₁，X₂=1/ωC₂，X₃=ωL₃。电路中的R_a、R_b、R_d及R_s用于设定晶体管的直流工作点，C_s是射频旁路电容，C_b为隔直电容。

在实际中，由于L和C元件的各种设计方案受到在给定频率下元件可选量值的限制，因此常常使用混合结构。例如，如果电感很小，则与电感串联的电容将形成较大的等效电纳，Clapp振荡器。
除了标准的共源极/共发射极电路外，还有共栅极/基极和共漏极/集电极电路也可以构成振荡器，如下图，其中省略了直流偏置元件。

振荡器设计十分困难的原因在于，描述有源器件的非线性等效电路随着频率的升高变得越加复杂，另外振荡器必须驱动其他电路，从而会提供一定的功率输出，这种输出负载效应将反过来影响振荡器的频率稳定度和频谱纯度。

对上图的低频Colpitts振荡器小信号等效电路，其中描述晶体管反向电压增益的h_re忽略，描述晶体管输出导纳的h_oe也忽略，但描述晶体管输入阻抗的h_ie不能忽略，因此环路方程为：

晶体管要产生振荡，则输出电压应在V_in=0时也是非零的，系统要满足下面条件：

假定Z₁、Z₂、Z₃为纯电抗，上面方程等效为：

由于β为正实数，因此Z₂和Z₃必须异号，即：

由于β为正实数，Z₁和Z₂为同一种电抗性质。对于Z₁和Z₂同时为电容，即Colpitts振荡器；对于Z₁和Z₂同时为电感，即Hartley振荡器。

2）微波振荡器电路特性：

当工作频率接近兆赫兹频段时，必须采用反射系数和传输系数以及相应的S参量来描述电路特性，需要从传输线角度重新考虑Barkhsusen判据，也必须利用反射系数重新描述电路特性。

对端接源和负载的晶体管，上面为其电路模型。对于源匹配情况，输入反射系数为：

定义回路增益为：

根据上式，如果在某个频率下满足下式：

则电路处于非稳定状态，开始振荡。
考察输出口，可得到相同的电路振荡条件：

考虑电路稳定系数K：

则振荡条件归纳为：

由于稳定系数取决于有源器件的S参量，所以必须首先确保K<1，如果晶体管的S参量在需要的频率上不能确保上述条件，则可改用共基极或共集电极电路，或者增加正反馈以便增加电路的不稳定性。
对于二端口网络，如果输入或输出端口中的任何一个端口符合振荡条件，则该电路的另一个端口也将产生振荡。
最通用的振荡器设计方法是二端口网络设计法，主要步骤为：
①选择晶体管的电路结构，使其在工作频率符合K<1的条件，在选择过程中可能需要增加反馈电感，最终电路结构视具体情况而定；
②选择合适的Γ_L，使得|Γ_in|>1；或选择合适的Γ_s，使得|Γ_out|>1。这两个条件都包含了使对方成立的条件。

上图是一个使用微带线的GaAs FET振荡器电路示例。

3）微波振荡器的主要类型：

微波振荡器用于产生微波信号，电路中主要包括谐振器和有源元件两部分。
振荡器中常用有源元件有双结晶体管、场效应管、负阻二极管等，也各有其适用范围和优缺点：

器件	英文缩写	频段	说明
负阻二极管	GUNN/IMPATT	100GHz以下	结构简单、噪声大
双结晶体管	HBT	5GHz以下	用途广、噪声低
场效应管	MOSFET	1GHz以下	比HBT噪声低
	JFET	1GHz以下	比HBT噪声低
	MESFET/HEMIT	100GHz以下	用途广、噪声低

其中使用的谐振器有多种形式，从低频段的LC谐振电路到高频的波导型谐振器，各有其适用频率范围和优缺点：

类型	频率范围	品质因数	说明
LC	1Hz~100GHz	0.5~200	Q低，平面
晶振	1kHz~0.5GHz	100k~2.5M	Q高，频率低，温度稳定
SAW	1MHz~2GHz	500k	Q高，频率低，成本高
TL	0.5GHz~3GHz	200~1500	Q高，成本高，温度稳定
介质DR	1GHz~30GHz	5~30k	Q高，成本高，体积大定
蓝宝石	1GHz~10GHz	50k	Q高，成本高，温度稳定
YIG	1GHz~50GHz	1k	Q高，成本高，速度慢、外加磁场
带状线 微带线	1MHz~100GHz	100~1000	Q高，平面，尺寸大，成本低
变容管	1Hz~100GHz	0.5~100	Q低，非线性，噪声大，可调
波导	1GHz~600GHz	1k~10k	Q高，尺寸大，成本高

a）石英晶体：
石英晶体的等效电路为：

石英晶体等效电路中，C_q、R_q、L_q共同描述了晶体谐振器的机械谐振特征，C₀对应于晶体与外部连接的电极电容，C_q与C₀的比值可达1000，另外电感L_q的典型值在0.1mH~100H之间。模型的输入导纳表示为：

根据谐振条件，电路在角频率ω₀发生谐振必须导纳虚部为0：

用泰勒级数展开，可得到串联谐振和并联谐振的近似表达式：

其中：

b）介质谐振腔振荡器DR：
微带线振荡器中的负载部分通过替换为介质谐振器，不仅可以拥有高达10⁵的品质因数，还可以获得优于±10^-6/℃的温度稳定性。这种谐振器可以放在金属屏蔽盒内的微带线上方或旁边，如下图，在谐振频率附近，微带线与圆柱谐振器之间的电场耦合可以等效为一个并联RLC电路。实际设计过程中，输出的频率可能偏离设计目标，可以通过调谐螺钉改变谐振腔的几何尺寸，从而改变谐振频率，以实现设计的目标值。

TEM模状态下的介质谐振器等效电路模型见上图，一般来说需要在谐振角频率下用无载品质因数和耦合系数表示。并联谐振电路的品质因数和耦合系数可以表示为：

由于需要对Z₀形成对称的终端条件，外部电阻的阻值R_ext需等于传输线阻抗的2倍。耦合系数能定量描述谐振器与微带线之间的电磁联系，其典型值在2~20之间。无载品质因数Q_u和有载品质因数Q_L以及外部品质因数Q_e之间也可由β表示：

通常设计高频振荡器需要采用S参数描述，修正后的传输线电路等效模型见上图b。
根据并联谐振电路的理论，可以求出DR阻抗Z_DR为：

可以简化为：

其中，Δf=f-f₀，定义为工作频率相对于中心频率的频偏。
上式只在谐振频率附近有效，这时相对于Z₀归一化：

考虑介质谐振器两端的传输线，可得：

根据传输方向的不同，可以分别确定反射系数S₁₁和S₂₂。如果DR两端微带线的电长度相等θ₁=θ₂=θ，可得：

通常设计中可以在厂家资料上挑选和购买DR，只需给定谐振频率和短路板参数，生产厂家会提供DR的直径及长度、调谐螺钉的调整范围、谐振器与微带线的距离d以及腔体材料等参数；另外，厂家也会提供耦合系数、无载品质因数以及仿真软件需要的并联等效集中参数元件值。
相对于常规振荡器而言，DR的|Γ_out|>1的频带非常窄，对应于较高的频率选择性和较强的抑制振荡器的频率漂移能力。采用调谐螺钉可以进行小范围的频率调整，调整范围典型值为设计振荡器附近±0.01f₀。
采用介质振荡器是提高振荡器品质因数的一种简便的低成本的方法，但介质振荡器的尺寸与谐振频率有关，低频段通常尺寸过大，从而限制了其使用范围。
c）YIG调谐振荡器：
采用磁调元件能设计出宽带可调振荡器，通常以球形钇铁石榴石而得名YIG。一个YIG谐振腔由铁磁性材料组成，可以用一个并联RLC谐振电路等效，元件的数值主要取决于铁磁材料的性质、耦合程度和YIG的谐振线宽以及应用的直流磁场，典型振荡电路见下图。

上图电路的无载品质因数定义为：

其中，M_s为YIG小球的饱和磁化强度；ΔH为谐振线宽。磁矩的进动角频率ω_m与饱和磁化强度的关系为：

其中，γ是旋磁比，数值为2.8MHz/O_e。小球的谐振频率则取决于外加偏置磁场：

根据上面公式，可对并联谐振电路中的元件进行定量分析，可求出电感值：

其中，a为YIG小球的半径。根据并联谐振条件可确定电容值：

最后可求得电导为：

其中，d为耦合环的直径。

4）微波振荡器的基本电路：

一般振荡器常用的多种结构见下图：

但其中一些结构在较高频率并不常用，而是使用下面四种基本连接形式。a是微波振荡器原始等效电路，振荡器供出能量等效负阻，负载吸收能量是正电阻，这个电路对各种振荡器都是有效的，只是在二极管振荡器中概念更直观。b是栅极反馈振荡器，常用于变容管调谐和各种传输线谐振器振荡器，工作于串联谐振的电感部分。c是源极反馈振荡器，常用于YIG调谐、介质调谐器和传输线谐振器振荡器，工作于并联谐振器的电容部分。微波波段，反馈电容C₁就是器件的结等效电容。d是交叉耦合反馈电路。

为了保证振荡器的输出功率和频率不受负载影响，也使振荡器有足够的功率输出，通常的振荡器要加隔离放大器。

5）集总参数振荡器示例：

对于匹配电路和振荡电路都是集总元件的振荡器，称之为集总参数振荡器。由于元件的小型化和新材料的不断出现，在微波低端大量使用的集总参数电路的使用频率一直在向高端推移，微波微封装电路已经在厘米波段普及。
a）800MHz振荡器：12V电源，晶体管AT41511

b）晶体振荡器：对于不同的晶体，元件参数有不同的选择

	3MHz	6MHz	10MHz	20MHz	30MHz
C1(pF)	330	270	180	82	43
C2(pF)	430	360	220	120	68
C3(pF)	39	43	43	36	32
CL(pF)	32	32	30	20	15

c）两种1.04GHz集成振荡器：

d）4GHz振荡器：

e）低相位噪声YIG磁控振荡器：

f）推-推振荡器：
推-推振荡器通过两个完全相同的振荡单元输出经信号合成抵消基波分量而将二次谐波输出。

下图为8~12GHz的推-推压控振荡器：

6）微带线振荡器：

分布参数振荡器的采用结构是微带线型平面结构，以便于元器件的安装。
a）2GHz振荡器：
电容C与管子引线电感构成谐振回路，电容可用变容管、YIG或介质谐振器代替，构成不同功能的振荡器，微带线是阻抗变换网络。电感L_B的加入，可保证振荡稳定。

b）同轴型介质谐振器振荡器：
在微波低端，近年大量使用同轴型介质谐振器制作振荡器。

四分之一波长的内圆外方同轴谐振器，高介电常数陶瓷介质内外表面有金属导体，引脚端开路，另一端短路，谐振器的边长与内径满足高Q条件。

相对介电常数	21	38	88
长度（mm）	16.6/f	12.6/f	8.8/f
温度系数（ppm/℃）	10	6.5	8.5
温度范围	-3~+12	-3~+12	-3~+12
典型Q值	800	500	400
适用频率	1~4.5GHz	0.8~2.5GHz	0.4~1.5GHz

同轴型介质谐振器等效为一个并联谐振回路，谐振时的等效电阻为：R_P=2Z₀²/R^*l
式中，Z₀为谐振器特性阻抗，R^*为导体损耗，为谐振器长度。如工作频率为450MHz，介电常数为88，可求得R_P=2.5kΩ。
如图的典型振荡电路，使用不同的谐振器尺寸，工作频率0.5GHz~2.5GHz频率范围。
c）圆柱（方柱）介质谐振器FET振荡器：
介质谐振器由于Q值高、尺寸小，可以直接作为确定频率的元件。圆柱型介质可以等效为一个并联谐振器，与晶体管结合就可构成微波振荡器。

介质谐振器与微带电路耦合，调节谐振器的位置就可改变耦合量。介质振荡器有机械调谐和电调谐两种方法，机械调谐是通过机械装置改变谐振回路的等效电容、电感或边界条件从而获得频率改变，一般用金属圆盘、介质圆杆实现；电调谐包括变容管调谐、铁氧体调谐、偏置调谐和光调谐。

微波场效应管振荡器的技术成熟于20世纪80年代，目前已在各类微波系统中得到应用，常用的介质谐振器安装结构如下：

一个14GHz微波振荡器实例，封装后可以像普通晶振一样使用。

几种典型的使用DRO的FET介质谐振器结构为：

图中分别为频带反射型FET-DRO电路、并联反馈型源极输出FET-DRO电路、并联反馈型漏极输出FET-DRO电路和源极串联反馈型FET-DRO电路。
d）圆柱（方柱）介质谐振器二极管振荡器：
介质谐振器与体效应二极管结合形成，也是成熟结构的振荡器，用途广泛。

图中为X波段介质谐振器GUNN振荡器和X波段介质谐振器IMPATT振荡器实例。
e）微机械振荡器：
近年发展起来的一种K波段以上的振荡器，是把微带谐振线作在一种特制材料薄膜上，体积小、性能稳定。

7）微波二极管负阻振荡器：

固态的微波振荡器产生，主要包括两大类：一类是用高稳定的晶体振荡器（Oscillators）作主振，而后经功率放大和高次倍频构成的，称为倍频链，这类微波固态源的频率稳定度较高（一般为10^-9~10^-7），但结构复杂，调谐范围较窄； 另一类是由微波晶体管（Transistors）、体效应二极管、雪崩二极管等构成的振荡器直接产生微波振荡，这类固态源的频率稳定度不高，不采取特殊措施时一般为10^-4~10^-3，但这类固态源结构简单，采用变容管调谐时，调谐范围较宽。这里主要介绍后一类微波固态源，因为晶体管构成的振荡器只能用在X波段一下，而体效应二极管和雪崩二极管构成的振荡器频率已达毫米波甚至亚毫米波波段，振荡功率也在不断提高。
a）微波负阻二极管：
微波负阻二极管包括体效应二极管和雪崩二极管两种。
体效应二极管是无结器件，其工作原理是基于多数载流子在N型砷化镓半导体内部的运动特性而产生微波振荡和放大的。1963年，美国的耿氏最早发明了这种器件，因此又称为耿氏二极管（Gunn Diode）；由于微波振荡是由N型砷化镓中电子转移现象而产生的，所以又称为转移电子器件。体效应二极管振荡器的振荡频率可从1GHz到100GHz，能够产生几毫瓦到两瓦的连续波功率，其效率为百分之几到百分之十五，具有宽调谐、低噪声等特点，因而得到广泛应用。

砷化镓半导体的伏安特性曲线存在着负阻区域，即在一定的电场作用下，砷化镓材料具有负阻特性。当N型砷化镓材料两端做成欧姆接触电极，并加以电压V，当V阈值电场V_th时进入负阻区，左右侧电子速度较快而在某处造成电荷积累并形成一对偶极层（称为畴），而在畴内形成一个与外加电场方向相同的附加电场并使畴内电场比畴外电场高得多，所加电压大部分降在畴上，使其中只产生一个畴。 畴在阴极附近生成，在外电场作用下从阴极向阳极渡越，并逐渐长大，畴内电压越来越高，畴外电压越来越低，到一定程度后就不再长大成为成熟畴，畴从核到成熟所需时间称为畴的建立时间。当畴渡越到阳极时，就被阳极吸收而消失，并在外电路产生一个电流脉冲。当前一个畴消失后，又会重复畴的生成到消失的过程而产生下一个畴，循环往复下去，在外电路中产生了脉冲电流。

通常，畴的生长和消失的时间比渡越时间要小得多，所以渡越时间τ_p近似地等于电流脉冲的周期，因此振荡频率为：

式中，υ_s=10⁷cm/s为电子的饱和速度；L为基片长度，单位cm。
体效应二极管是一个与电压有关的非线性元件，等效电路如图，它表示为两组元件的串联，其一是描写畴外低场区的线性元件，用低场电阻R₀和静电容C₀并联表示；另一组是描写畴的元件，用负阻R_d与畴电容C_d并联表示，R_d和C_d都是电压振幅的函数。图中还画出了封装电容C_p和引线电感L_s。通常R₀和C₀数值较小，可以忽略，等效电路可进一步简化。
雪崩二极管（IMPATT Diode）是一种利用半导体内的雪崩电离现象和时间渡越现象获得动态负阻，从而产生微波振荡的器件。在厘米波波段，体效应器件以低噪声和大功率而占上风，在毫米波和亚毫米波波段则雪崩管占上风。雪崩管有崩越模和俘获模两种工作模式。

崩越模二极管，又称碰撞雪崩渡越时间模二极管，简称IMPATT二极管，结构及等效电路如图。其中，P⁺、N⁺层是重掺杂半导体，I层是本征半导体，当给二极管加上反向电压，电场分布如图，重掺杂区因为电导率高，所以电场为零；I区的空间电荷接近为零，所以电场分布均匀；P区在反向偏压作用下全部变成耗尽区，电场为线性分布。 当外加电场超过反向击穿电压，在N⁺P界面内首先发生击穿而产生电子、空穴对，在外加电场作用下电子往阳极运动而空穴往阴极运动，在运动过程中进一步碰撞并产生新的电子、空穴对，这一过程进行非常迅速，类似雪崩过程，此区域称为雪崩区。产生的电子进入N⁺区，立即由电极流出；而空穴则进入PI区，不再能产生新的雪崩，只以一定速度漂移，称漂移区。
如果二极管上加反偏直流电压同时加周期为T的交变电压，而且交变电压的幅值很小对雪崩载流子的浓度影响不大。当交变电压处在0～T/2段，总电压造成雪崩击穿，开始还很弱，雪崩电流密度是按指数规律增大，在交变电压变为零时雪崩电流达到最大；在接着的T/2～T段，因交流电压反相，雪崩停止，电流急剧下降。可见，雪崩电流的最大值落后于外加交流电压最大值1/4周期，即相位差为π/2；外电路感应电流最大值落后于外加交变电压最大值1/2周期，雪崩管相当于负阻器件。
引入雪崩管的特征频率：

如果漂移区的宽度为W_s，饱和漂移速度为υ_s，则T_t=W_s/υ_s，所以特征频率为：

当把雪崩管置于谐振腔中时，若工作频率f等于特征频率f_d，则将产生最大振荡。如果调谐外电路，可使工作频率f大于或者小于f_d，但是输出功率将下降。
IMPATT二极管的等效电路如图，其中G_d是负电导，C_j是空间电荷储存的等效电容，L_e是雪崩效应等效的电感。通常L_e的感性电纳比C_j的容性电纳小得多，可以忽略，得到简化等效电路。
b）微波二极管负阻振荡器：
体效应二极管和雪崩二极管都是负阻器件，与适当外电路配合，就可以构成负阻振荡器（negative resistance Oscillator）。负阻振荡器的电路由负阻器件和外电路两部分组成，外电路呈现的电抗必须与负阻器件的电抗进行调谐并谐振回路，外电路还要完成器件与负载的匹配。微波二极管负阻振荡器的结构形式很多，按结构分有波导型、微带型、同轴型等形式；按调谐方式分有固定调谐、机械调谐、电调谐等形式。

如图的微带型固定调谐振荡器，其谐振电路由长度约为λ/2的终端开路线和体效应二极管共同组成，一经做好其谐振频率就不能改变了，故称为固定调谐振荡器。输入端的低通滤波器是由微带高、低阻抗线构成的，其作用是为体效应二极管提供直流偏置通路。为减小偏置电路对振荡器的影响，低通滤波器的高阻抗线加在λ/2开路线谐振器的中点上，这里是电压波节点而影响最小。图中线段d和开路分支l₁构成输出端匹配电路，使输出端得到较大的输出功率。
如图波导型机械调谐振荡器，体效应二极管置于减高波导的上、下宽壁之间，短路波导段提供的电抗应与管子的电抗谐振。由于它们构成的谐振电路可以通过调节短路活塞进行机械调谐，故称机械调谐振荡器。减高波导的作用是降低波导的等效阻抗，使其与体效应二极管匹配。渐变段则保证减高波导到标准波导的过渡不发生特性阻抗的突变。为使负载与振荡器匹配，输出端有一滑动螺钉做调配器用。
通过电压或电流来控制振荡电路中某个元件的参数而实现的调谐称为电调谐。通常电调谐有变容管调谐、YIG调谐和偏置调谐三种。
变容管调谐：只要变容管通过耦合或直接连接的方式成为振荡器谐振电路的一个组成部分，则调节变容管上的电压就可以改变其反偏结电容，从而控制振荡频率。
如图是微带型变容管调谐体效应振荡器，变容管放在λ/2开路谐振线末端，两个由高、低阻抗线构成的低通滤波器分别为变容管和体效应管提供偏置电路，且变容管上应加负偏压。显然，变容管是振荡器谐振电路的一个组成部分，因此改变变容管上的偏压就可以改变振荡频率。
YIG调谐：YIG是一种单晶铁氧体材料，使用时通常为球形，所以称为YIG小球。这种铁磁材料的电子自旋进动频率与外加磁场有以下关系：

式中，γ=2.8MHz/奥斯特，H₀是外加直流磁场强度。YIG小球咋在电路中的作用相当于一个高Q谐振腔，这个谐振腔的谐振频率由外加直流磁场的关系来决定，改变外加磁场可以很方便地改变谐振频率。如图的微带YIG调谐的体效应振荡器，YIG小球直径1mm，放置于短路谐振线的末端，垂直于板面加以可调直流磁场H₀，当改变直流磁场时输出频率将随之变化。

偏置调谐：因为体效应管等效电路中的R_d和C_d都是电压振幅的函数，因此改变体效应管的偏压可直接改变振荡频率。如图腔式体效应振荡器可以采用偏置调谐、变容管调谐，也可以进行机械调谐。调谐于E₀₁₀模的圆柱形谐振腔的底面上，安装了一个体效应管和一个变容管，两管固定于中心两侧，并在同一直径上。两个管子靠耦合线与腔保持磁耦合，耦合线一端弯成小环焊在管子顶部，另一端由中心圆孔引出，接至偏置电源上。改变加在体效应管和变容二极管上的电压，即可实现偏置调谐和变容管调谐。圆柱腔的顶面中心装有机械调谐杆，并有抗流腔保证其与腔壁之间的电气接触良好。在谐振腔的侧壁开有一长缝，用来实现腔与输出波导的耦合。该振荡器的偏置调谐曲线和变容管调谐曲线如图。
以上介绍的几种体效应管振荡器电路形式对IMPATT二极管同样适用，只是由于IMPATT二极管的负阻仅为1～4Ω，要使如此低的内阻与50Ω负载阻抗匹配有些困难，谐振线的特性阻抗也不能太高。
机械调谐的调谐范围宽，但不能经常调谐，易损坏。偏置调谐（又称推频调谐）方法简单，但调谐范围窄、调谐线性差，而且输出功率也有较大变化，因此只用于调谐范围窄、要求不高的场合。变容管调谐电路简单，调谐速度快，因此在一般系统中常采用这种方法，但调谐范围窄，调谐线性度差，频谱纯度也较差。YIG调谐范围宽，调谐线性好，有较高的频率稳定度，但调谐速度慢，结构复杂，适合于作为实验仪器设备，如扫频仪、频谱仪、扫频接收机等。
c）负阻振荡器的频率稳定：
如图，负阻振荡器的一般等效电路，其中B是外电路电纳，B_d为负阻器件电纳，则根据相位平衡条件有：B+B_d=0。

当外界因素变化（用Δα表示）时，使振荡器电纳变化：

由此引起振荡频率变化Δω，而该频率变化Δω又会引起电抗变化：

以上两项电抗变化应正好补偿，以便满足某个新频率下的相位平衡条件，即：

所以：

还可求出振荡器回路的Q值为：

可求得：

可见，为提高频率稳定度，可采取以下措施：
①减小外界变化因素Δα：如采用稳压电源，提供恒温条件及防震措施等。
②减小电路参数随外界因素的变化：例如对谐振腔的不同部分采用温度膨胀系数不同的材料，当环境温度变化时，这几部分尺寸变化对谐振频率的影响互相补偿，以降低振荡频率温度系数。
③提高腔体Q值：谐振腔的有载Q值（Q_L）取决于腔体固有Q值（Q₀）和外部Q值（Q_ex），关系式为：

因此要尽量提高Q₀值，还可适当减小腔体与负载的耦合，以提高Q_ex。
④外加高Q腔稳频：附加高Q稳频腔与原振荡器耦合，这样就增加了谐振回路的总储能，从而提高频率稳定性。
⑤注入锁相法：利用频率牵引原理，用频率稳定性高的小功率振荡器去控制频率稳定性低的、功率较大的振荡器，使后者锁定在前者的频率上。
⑥环路锁相：原理与锁相环类似。

8）波导振荡器：

波导振荡器是毫米波的主要结构形式，基本由两部分构成：一是具有负阻特征的两极有源器件，如体效应二极管（耿氏二极管）和雪崩二极管，可把直流能量变成微波能量；二是波导结构，提供有源器件的安装支架，提供维持振荡的电磁场信号的边界条件，为直流偏置提供通路，把微波能量输出到负载。这类振荡器的基本原理仍是这个回路的阻抗之和等于零。
通常，负阻器件的电阻值为几欧姆，而矩形波导的主模H₁₀模的阻抗为几百欧姆，故还需要阻抗变换。
a）单管波导振荡器：
可用于偏置电源调谐振荡器或器件的测试支架。

图中给出四种常见波导振荡器结构。波导结合同轴线组成波导结构，通过同轴线内导体给器件提供直流偏置，内导体影响到电路在器件端口呈现的阻抗，同轴线的尺寸应保证TEM模的传输，要求内外导体直径之和小于c/(πf_max)。
如图电路结构都有一样的等效电路。器件所要求的电路导纳为Y_in，同轴线进入波导处参考面上的阻抗为Z_gap，波导呈现的全部阻抗为Z_e。对于无同轴线接入的，Z_gap=0。

由于同轴线内导体要通过器件的偏置电源，必须设计一个低通滤波器。图中给出了基本高低阻抗滤波器，级联三节四分之一波长变换器使得Z_gap非常低。低阻线内导体外沿的介质支撑是为了保证各节轴线的重合并保证直流的通路。

非零的Z_gap提供了主振荡器的附加调谐的可能性。可以利用传统的传输线公式将负载阻抗变换到安装柱的间隙处。

振荡器中器件的偏置电源如图：

9）压控振荡器：

压控振荡器是在谐振电路中增加可变电抗以调节输出信号的频率。通常情况下是在变容二极管上加载不同的偏置电压，从而使得二极管对应于不同的电容值。变容二极管的容值可以表示为：

电容值由反向偏置电压V₀决定。压控振荡器的常用结构为：

a）集总元件压控振荡器：
用变容二极管取代谐振回路中的部分电路，可将振荡器修改成压控振荡器。

图中是VCO谐振电路及变容管的两种连接方式。
设计步骤：
①选取电路结构：计算K=f_max/f_min，若K<1.4，变容二极管与固定电容并联；若K>1.4，两个变容二极管并联。
②确定VCO电路使用场合：若单独使用，则需要使用微调电容来调整f_max、固定值电容来增加温度补偿；若用于锁相环，一般不用微调电容与固定电容。
③估算等效谐振电容C_r：C_r=固定电容+有源元件等效电容+离散电容
可用下表估算：

VCO输出频率（MHz）	有源元件与离散等效电容的估算值（pF）	常用可调电容（pF）
0.1～0.5	15	10
0.5～30	10	5
30～100	5	5
100～200	4	3
200～1000	1～3	1～2

④计算最大调整电容C_Tmax：C_Tmax=(K²-1)C_r+K²C_min
其中，C_min由厂商提供的变容二极管的元件资料获得，且其对应的最大电容C_max必须比C_Tmax稍大些。
⑤计算谐振电感L：

也可以参考下表选定谐振电感值，以避免选用的变容二极管的C_min过小。

VCO输出频率（MHz）	谐振电感值（uH）	VCO输出频率（MHz）	谐振电感值（uH）
0.2～1.0	10～1500	10～100	0.06～25
0.5～2.0	10～1000	50～200	40～400nH
2～15	0.1～1000	200～1000	8～40nH

⑥决定R与C_S值：电阻R与旁路电容C_S的主要作用是阻隔调谐电路与射频电路的耦合干扰。R值太小则不能达到去耦效果，太大则会因变容二极管的漏电流的交流成分而造成噪声调制。特殊情况下，可以用射频扼流圈替代。一般地，R值约是30kΩ左右，C_S则视振荡频段而不同，约为10~1000pF。
下图描述了调整Clapp振荡器反馈环的方法。

将图a中的C3换为变容二极管及相应的直流隔离电路，调整后的振荡电路见图b。如果采用简化BJT模型，比较容易分析，分析电路图见下图。

变容管和传输线元件形成振荡器输入端口的终端电路，其中传输线应具有适当的长度，以呈感性。如果将变容管与传输线断开，则输入阻抗Zin可由两个环路求出，整理得到：

上式可以简化为：

此时的输入阻抗为负值。根据g_m=β/h₁₁，可得：

谐振频率可以根据前面得到的公式X₁+X₂+X₃=0，得到：

为了形成稳定的振荡，变容管的总电阻必须等于或小于|R_in|。一个实例：

使用双极晶体管BJT的宽带压控振荡器实例：

b）微带压控振荡器：
X波段实例：

c）波导压控振荡器：
通常是通过一个独立的电源偏置调制回路中的电抗元件改变振荡器的频率，电抗元件通常是变容二极管。VCO的调谐范围与变容管的电容变换范围和变容管与振荡器件的耦合强弱有关。

压控振荡器的基本指标是调谐灵敏度和调谐线性度。设计步骤为：
①设计单管振荡器，确定振荡器的频率-阻抗曲线
②确定变容管的阻抗与偏置电压的关系
③在此基础上，设计VCO。使用双柱分析计算电路尺寸，满足调谐范围和线性。
如果器件的电阻不随频率变换，则所设计的电路的电阻与偏压的关系也不必随频率变换。
d）推-推结构压控振荡器：

对应版图为：

e）自动稳幅的压控振荡器：

10）微波稳频振荡器：

a）波导型高Q腔稳频振荡器：

波导型高Q腔稳频振荡器中高Q波导腔与振荡回路的连接方式有通过式、反射式和频带反射式等几种形式。以频带反射式说明原理。

当高Q腔谐振于f₀时，参考面处开路，产生很强的反射，与匹配负载串联后使面仍为开路，经过耦合线（长度l，通常选为λ_g±Δl）后，在器件端参考面引入的电纳正好与负阻器件电纳jB_d抵消，只要负载G_L合适，满足振荡条件则起振，振荡频率为f₀。对偏离f₀的频率，高Q腔失谐而使参考面处接近短路，相当于面接匹配负载Z₀，等效在端还是一匹配负载和负阻器件并联，破坏了起振条件，使振荡停止。由于稳频腔Q值很高，只能在其很窄的频带内失谐很小，因此振荡器只能在高Q腔谐振频率f₀附近振荡，具有较高的频率稳定度。
b）介质型高Q腔稳频振荡器：
在微波集成电路中，高Q腔可以采用介质谐振腔。介质谐振腔通常是由高ε_r、高Q的低损耗陶瓷制成的圆柱体，由于其ε_r至少在30～40以上，相对于周围空气而言可近似看成与理想导体的界面一样，故可构成谐振腔，如图的介质谐振器稳频负阻振荡器电路，其工作原理与波导谐振腔稳频负阻振荡器的工作原理类似，也是在高Q腔谐振频率f₀附近的很窄的范围内才能得到稳定的振荡，因此具有较高的频率稳定度。

c）注入锁相稳频：
注入锁相又称注入同步，理论基础就是所谓频率占据现象，组成框图如图。注入信号是一个频率稳定度很高的小功率振荡器1输出的，频率为f_i；被稳频的振荡器2功率较大，但频率稳定度不高，频率为f₀。当注入信号通过环行器向被稳频振荡器注入小量功率时，只要f_i与f₀之差小于一定的数值，那么被稳频振荡器就会以注入信号的频率进行振荡，使频率稳定度接近于注入信号，它们之间仅有一个固定的相位差θ。 在稳定状态下，θ与振荡器的输出功率P_o和注入信号功率P_i之间有如下关系：

式中，Δω=ω_o-ω_i是振荡器的固有角频率与注入信号角频率之差；Q_L是振荡电路的有载Q值。因为sinθ的绝对值不能大于1，所以：

由此可以求得Δω的最大值为：

通常把G=P_o/P_i称为锁相增益。要产生同步现象，就必须要有一定的锁相增益，但G不能太大，即P_i不能太小，否则不能迫使振荡信号同步。同时还表明，锁相有一个频率范围，即ω_o与ω_i不能相差太大，否则不能锁定；而要得到较大的锁相范围，必须降低回路的有载Q值；而当Q值一定时，就必须加大注入信号的功率P_i。
实验中也可以观察到，当注入功率很小时，注入功率只是对自由振荡频率进行调制，从频谱仪上看到只在自由振荡谱线两侧出现两个小旁频谱线，由于自由振荡有较大调频调相噪声，而使谱线很不纯净；当增加注入功率到一定值时，突然出现f₀的高大谱线，说明振荡被锁定于注入频率，并且谱线变得纯净。这一现象可以用来测定振荡器有载品质因数Q_L。

8. 微波倍频器：

微波倍频器广泛用于通信、雷达、频率合成和测量等技术中，它在小功率高稳定的振荡器、频率综合器、锁相振荡器和毫微秒脉冲产生器等技术中也得到了广泛应用。
由于微波电真空管器件和微波半导体振荡的共同缺点是频率稳定度不高，而目前电路中多采用的高稳定度石英晶体振荡器振荡频率一般都低于150MHz，所以采用倍频技术，将频率低的石英晶体振荡器所产生的稳定振荡进行倍频，可以得到稳定度较高的微波振荡源。
固态微波倍频器的发展十分迅速，由早期的非线性变阻二极管倍频器发展到变容二极管、阶跃管和雪崩管倍频器，又由双极晶体管倍频器发展到单栅和双栅微波场效应管倍频。当倍频次数较小时，可以用变容管、晶体三极管、FET及宽带放大器等方法来实现倍频。其中，变容管倍频效率比较低，但电路简单、成本低，容易调整实现；FET倍频电路较复杂，但电路稳定，倍频效率高且有增益。当倍频次数较高时，应优先采用阶跃恢复二极管来倍频，但电路复杂、稳定性不高。
微波倍频器分成两类，低次倍频器和高次倍频器。低次倍频器的单级倍数N不超过5，使用器件为变容二极管，倍频次数增加后倍频效率和输出功率将迅速降低（二倍频效率在50%以上，三倍频40%）。如需高次倍频，则必须做成多级倍频链，使其中每一单级仍为低次倍频。
高次倍频器的单级倍频次数可达10~20以上，倍频使用的器件是阶跃恢复二极管（电荷储存二极管）。在高次倍频时，倍频效率约为1/N。因为倍数次数高，可将几十兆赫的石英晶体振荡器一次倍频至微波，得到很稳定的频率输出。这种倍频器输出功率比较小，通常在几瓦以下，但利用阶跃管进行低次倍频时，输出功率在L波段也可达15瓦以上。

1）变容二极管倍频器：

变容二极管是非线性电抗元件，损耗小、噪声低，可用于谐波倍频、压控调谐、参量放大、混频或检波，目前使用最多的只是倍频和调谐。
肖特基势垒二极管的反向结电容随电压的变化就是变容管特性：

式中，C_j0是零偏压时结电容，φ为结势垒电势，m为等级因子。不同用途的变容管，m值不同。为线性变容管，低次倍频或调谐；为阶跃恢复二极管，高次倍频或低次倍频。大多数情况下，变容管的m=1/3~1/2，，等效电路为一个电阻与可变电容的串联。
在输入信号激励下，变容管上存在许多频率成分，除输入和输出有用信号外，其余频率称为空闲频率，这些空闲频率对于器件的工作是必不可少的。为了保证倍频器工作，必须使一些空闲频率谐波有电流，这个回路通常是短路谐振器，在所关心的频率上电流最大。
变容二极管倍频器常用电路及变容管等效电路如图，分别为电流激励和电压激励：

在电流激励形式中，滤波器F₁对输入频率为短路，对其他频率为开路，滤波器F_n则对输出频率短路，对其他频率开路；在电压激励中，F₁谐振在输入频率，F_n对输出频率开路，对其他频率为短路。
电流激励的倍频器电路，变容管一端可接地而利于散热，故进行功率容量较大的低次倍频时，宜采用电流激励。用阶跃管作高次倍频时，因其处理的功率较小，一般能多地采用电压激励形式。
变容管微波倍频器的基本原理为：将稳态的正弦波电压加到变容二极管上，产生波形畸变的电流，这一畸变就意味着电路中产生了高次谐波，选用合适的滤波器滤出所需的谐波频率，即实现了倍频目的。
变容管等效电路中，C_P为管壳电容，L_S为引线电感，R_S为串联电阻，C_j为结电容。通常，变容管微波倍频器由输入输出匹配电路、输入输出滤波电路、空闲回路和偏置电路等组成。输入输出匹配电路是为了在输入输出频率上得到较大的功率和传输效率，要求变容管在基波上的等效阻抗与输入回路阻抗匹配，而在输出谐波上的等效阻抗与输出回路阻抗匹配，同时为了提取输出功率，滤除无用频率和去耦，须在微波倍频器的输入端与输出端接入输入输出滤波器； 空闲回路的设置是为了将变容管产生的空闲谐波能量回送到二极管中，再通过非线性变频作用，将低次谐波能量转换为高次谐波能量，以利于提高倍频效率和输出功率；偏置电路的合理设计对倍频效率和输出功率也有直接的影响，若设计不当会在某个频率上形成空闲回路，就有可能产生负阻效应，从而带来不稳定性。
由于变容管倍频是利用其电容的非线性变化来得到输入信号的谐波，如果使微波信号在一个周期的部分时间中进入正向状态，甚至超过PN结的接触电位，则倍频效率可大大提高，因为由反向状态较小的结电容至正向状态较大的扩散电容，电容量有一个较陡峭的变化，有利于提高变容管的倍频能力。但是，过激励太过分时，PN结的结电阻产生的损耗也会降低倍频效率，故对一定的微波输入功率，需调节变容管的偏压使其工作于最佳状态。
变容管两侧的输入输出回路，分别和基波信号源和谐波输出负载连接。为了提高倍频效率，减少不必要的损耗，尽量消除不同频率之间的相互干扰，要求输入输出电路之间的相互影响尽量小。特别是倍频器的输入信号不允许漏泄到输出负载，而其倍频输出信号也不允许反过来向输入信号源漏泄。为此，在输入信号源之后及输出负载之前分别接有滤波器F₁、F_n。 此外，在滤波器F₁、F_n和变容管之间，还应加接调谐电抗L₁、L_n。因为输入回路和输出回路接在一起，彼此总有影响，为使输出电路对输入电路呈现的输入电抗符合输入电路的需要，故在输入电路中加接调节电抗L₁加以控制。同理，在输出电路中加接L_n是为了调节输入回路影响到输出回路的等效电抗。
一种2GHz二倍频器电路见下图：

图中，1为隔直电容，2为二次谐波对应波长的四分之一开路线，3为三次谐波对应波长的四分之一开路线，4为变容二极管，5为阻抗变换段，6为二次谐波对应波长的四分之一开路线以防止基波三次信号从该端输出，7为输出隔直电容，8为偏置电路。

上图为采用两个串接的变容二极管的12.4GHz二倍频电路。下图是另一种二倍频器：

为了在输入频率和输出频率上得到最大功率传输，以实现较大的倍频功率输出，要求对两个不同频率都分别做到匹配，即输入电路在输入频率上匹配，输出电路在输出频率上匹配。当倍频次数N>2时，为了进一步提高倍频效率，除调谐于输入频率和输出频率的电路以外，最好附加一个到几个调谐于其他谐波频率的电路，但这些频率皆低于输出频率，称为空闲频率。由于空闲电路的作用，把一个或几个谐波信号的能量利用起来，再加到变容管这个非线性元件上，经过倍频或混频的作用，使输出频率的信号能量加大，这样就把空闲频率的能量加以利用而增大了输出。下图为2.25GHz具有一个空闲电路的二倍频混频器：

2）阶跃管高次倍频器：

阶跃恢复二极管（又称电荷储存二极管）是利用电荷储存作用而产生高效率倍频的特殊变容管，m=1/9~1/16。在大功率激励下，相当于一个电抗开关，工作频率范围可从几十兆赫兹至几十吉赫兹。这种倍频器结构简单，效率高，性能稳定，作为小功率微波信号源比较合适，可以一次直接从几十兆赫兹的石英晶体振荡器倍频到微波频率，得到很高的频率稳定度。阶跃管还可以用于梳状频谱发生器或作为频率标记。因为由阶跃管倍频产生的一系列谱线相隔均匀（均等于基波频率），可用来校正接收机的频率，或作为锁相系统中的参考信号；阶跃管也可用来产生宽度极窄的脉冲（脉冲宽度可窄到几十ps），在纳秒脉冲示波器、取样示波器等脉冲技术领域得到应用。
最简单的阶跃恢复二极管是一个PN结，但与检波管或高速开关管不同，正弦波电压对它们进行激励时，得到的电流波形不同。其特点是，电压进入反向时电流并不立即截止，而是有很大的反向电流继续流动，直到时刻t_a
，才以很陡峭的速度趋于截止状态。

频率为f₀的输入信号把能量送到阶跃管的脉冲发生器电路，该电路将每一路输入周期的能量变换为一个狭窄的大幅度的脉冲，此脉冲能量激发线性谐振电路，该电路再把脉冲变换为输出频率f_N=nf₀的衰减振荡波形，最后此衰减振荡经带通滤波器滤去不必要的谐波，即可在负载上得到基本上纯的输出频率等幅波。下图为阶跃二极管六倍频器：

图中，1为变阻滤波器，2为调谐电容，3为激励电感，4为阶跃二极管，5为一段连接线以使输入信号波腹位于阶跃二极管上，6为四分之一波长传输线起谐振回路作用，7为输出带通滤波器，8为四分之一波长高阻抗传输线作为偏置电压引线，9为偏置电阻。
使用倍频器可以组成谐波混频器，下图为阶跃二极管谐波混频器电路图。

图中，1为平行耦合线滤波器，2为反并联的阶跃二极管，3为激励电感。

3）三极管微波倍频器：

三极管微波倍频器是利用PN结的非线性电阻产生谐波，即C类放大器输出调谐到N倍的输入频率上。这种倍频器单向性、隔离性好，并有增益。三极管倍频器一般由双极晶体管和场效应管构成，倍频次数一般小于20。
目前，由于晶体三极管性能的提高，2GHz以下的电路均可用集总参数来实现。用双极结晶体管微波倍频器产生C波段以下的输出频率是非常简单的，成本也较低，是频率源常用的电路。用场效应三极管微波倍频器可产生几十GHz的输出频率，同时提供较高的倍频效率和较宽的工作频带，且不需要空闲电路，对输入功率要求较低。

上图为微带线六倍频器，使用变容管。

4）宽带微波倍频器：

用非线性电阻产生谐波，使输出调谐到谐波上，由于输入输出电路都是宽带的，可实现宽带倍频。现代频率源中，常常要求宽频带倍频，变电阻微波倍频器往往受输入输出匹配电路的带宽限制，带宽一般不太宽，参量微波倍频器也很难实现宽带倍频，而单片宽带微波倍频器则可以满足这个要求。
用单片宽带放大器做微波倍频器，只要调整输出匹配电路，并匹配至输出频率，则可实现2~5次倍频，输出频率可达到X波段。输出端加入窄带滤波器可实现窄带倍频，加入宽带滤波器可实现宽带倍频。

微波倍频器的设计要减小微波倍频器引起的相位噪声，微波倍频器中相位噪声和附加噪声均按20lgN变坏。当输入相位噪声很低，即输入信噪比很高时，对输入信号处理不当会使相位噪声变坏。另外在高次倍频中，输入信号功率太小会使倍频后输出信号也太小，直接影响输出信噪比，使相位噪声变坏。因此，应合理设计输入频率的射频功率，保证微波倍频器的输出信号信噪比不变坏，不影响输出相位噪声。
微波倍频器要合理设计输出频带宽度，对一个单级的N次高微波倍频器，带宽不能大于1/N。若带宽较大，则N-1次和N+1次的倍频信号将落于通带范围内。对于频带相对较宽的高次微波倍频器，若采用阶跃管直接倍频到所需频率，则将使频率低端的N-1次谐波和频率高端的N+1次谐波落在所需频段内，使谐波抑制度受到很大限制。
滤波器是微波倍频器设计中一个十分重要的因素，直接影响微波倍频器的谐波抑制度与功率起伏。一般选用结构简单、体积较小、加工方便的微带滤波器作为滤波器的主要形式。微波倍频器调试是十分重要的，又是相当麻烦的过程，不经过很好的调试，功率起伏和谐波抑制度往往与设计的指标相差很远。

8. 微波混频器：

混频器通常用于将不同频率的信号相乘，以便实现频率的变换。混频器是一个三端口网络，，其中一个端口进行射频信号输入，另一个端口进行本振信号输入。为了提高射频端口和本振端口的隔离度，以防止本振信号通过射频端口进行辐射，信号的输入可用90°或180°的定向耦合器实现。信号的频谱搬移可以通过单元中的非线性元件实现，通常使用肖特基势垒二极管，还可以用基于BJT和FET晶体管，为了增加射频、本振间的隔离度用具有双栅结构的晶体管来设计。
肖特基最早发现当金属和半导体相互接触时，在其接触处便产生接触势垒的现象，并利用来制成二极管，所以称为肖特基势垒二极管。该器件采用的金属材料大多是金和铝，半导体材料为硅和砷化镓。用肖特基表面势垒二极管实现的混频器结构简单，便于集成，工作稳定且性能良好，被广泛使用于接收机中。
不同半导体的肖特基二极管的交直流参数对照表（9GHz）：

材料	势垒	UF(V)	FC0(GHz)	RL(Ω)	Cj0(pF)	NF(dB)
nGaAs	高	0.7	1000	-	0.15	5.0
nGaAs(堆)	高	0.7	500	-	0.15	6.0
nGaAs(芯)	高	0.7	1000	-	0.15	5.3
nSi	低	0.28	150	6	0.20	6.5
pSi	低	0.28	150	12	0.20	6.5
nSi	高	0.60	100	8	0.20	6.5
pSi	中	0.40	150	150	0.12	6.5

1）混频器的主要指标：

a）变频损耗：
混频器的变频损耗定义为射频输入功率与可用中频输出功率的比值，单位dB。变频损耗由三部分构成，二极管的结损耗、频率变换过程中从射频端口到中频端口的失配损耗和混频器的净变频损耗。在1~10GHz频率范围，二极管混频器的变频损耗典型值为4~7dB。
晶体管混频器具有较低的变频损耗，由于晶体管在正偏状态下具有放大作用，有时会有变频增益。严重影响变频损耗的一个因素是本振功率电平，最小变频损耗通常产生于本振功率为1~10dBm之间时。
b）噪声系数：
混频器噪声系数定义为输入信号的信噪比和输出信号的信噪比之比。噪声系数的大小主要取决于变频损耗，同时还与电路结构有关，混频器噪声是由二极管或晶体管元件以及造成电阻性损耗的热源产生的。
实际混频器的噪声范围大约为1~5dB，二极管混频器由于是无源偏置工作，因此噪声系数往往比晶体管混频器的噪声系数要小。
c）隔离度：
隔离度反映了混频器各个端口之间的信号发生泄漏的抑制程度。混频器的本振功率往往比较大，而射频信号则是小信号，因此只需考虑本振端口和中频输出端口，以及本振端口与射频输入端口之间的隔离度。理想情况下，本振端口与射频输入端口是去耦的，但由于内部阻抗不能做到完全匹配，从而导致本振功率耦合到射频端口，并经天线辐射到空间中，称为本振泄漏。
混频器中本振端口和射频端口之间的隔离主要取决于耦合器的类型，对于同一个双工器的两个输入端，其隔离度典型值为20~40dB。
d）三阶交调失真：
三阶交调失真是混频器中最重要的一个非线性失真问题，它会使相邻信道产生的三阶交调失真分量叠加在输入的有用信道上，从而恶化系统噪声系数。表征三阶交调失真的性能参数为输入三阶交调节点IIP3或OIP3，其对应的图形表示与放大器类似，见下图。

不同混频器的主要性能指标见下表：

混频器类型	单端	平衡	双平衡
变频损耗/dB	10	10	4
本振-信号隔离度/dB	取决于滤波器	无穷大	无穷大
本振-中频隔离度/dB	6	无穷大	无穷大
相对组合干扰/%	100	50	25
对本振调幅噪声抑制	无	有	有
需要的相对本振功率/mW	1	2	4

2）混频器的基本原理：

理想混频器是一个开关或乘法器。本振信号和载有调制信息的接收信号经过乘法器后得到许多频率成分的组合，经过一个滤波器后得到中频信号。通常，RF的功率比LO小得多，不考虑调制信号的影响，乘法器的输出频率为：f_d=nf_L±f_S。
一般混频器实际上是输入电压信号与本振信号混合后施加在具有非线性传输特性的半导体器件上，因为二极管或晶体管的非线性，产生了很多新的频率分量，如果采用具有二次曲线传输特性的FET，则输出信号中将只有二阶交调产物，不容易产生有害的高阶交调产物。
微波工程中，可能的输出信号为三个频率之一：
差频或超外差：f_if=f_L-f_S
谐波混频：f_if=nf_L-f_S
和频或上变频：f_if=f_L+f_S
因为目前绝大多数接收机都是超外差结构的，采用中频滤波器取出差频，反射和频，使和频信号回到混频器再次混频。如果RF信号频率高于本振信号频率，称为低本振注入；如果RF信号频率低于本振信号频率，称为高本振注入。由于本振信号频率越低越容易生成和处理，因此低本振注入更常用。外差混频器的频谱与结构如图。

RF频率关于LO的频率对称点为RF的镜频，镜频的功率和信号的功率相同，由于镜频与信号的频率很近，可以进入信号通道而消耗在信号源内阻，恰当处理镜频，能够改善混频器的指标。
LO控制的开关特性可以用几种电子器件构成，肖特基二极管在LO的正半周低阻，负半周高阻，近似开关。在FET中，改变栅源电压的极性，漏源之间的电阻可以从几欧变到几千欧，在射频或微波低端FET可以不要DC偏置而工作于无源状态。BJT混频器与FET类似。
根据开关器件的数量和连接方式，混频器可以分为三种，即单端、单平衡和双平衡，如图为三种混频器的结构。微波实现方式就是要用微波传输线结构完成各耦合电路和输出滤波器，耦合电路和输出滤波器具有各端口的隔离作用。

3）二极管单端混频器：

微带型二极管单端混频器如图，它由定向耦合器、阻抗匹配器、二极管和旁路短截线等几部分组成。信号从左端输入，经定向耦合器和阻抗匹配器加到二极管上；本振功率从定向耦合器另一端加入。定向耦合器的作用是把信号和本振功率耦合到混频二极管上，并保证它们之间有良好的隔离度，其耦合度不宜取过大或过小，如果耦合过紧，则信号功率被匹配负载吸收过多，从而引起变频损耗的增加；耦合过松，则要求本振功率过大，一般取耦合度10dB左右。

二极管的阻抗是一个复阻抗，而定向耦合器的输出阻抗通常是一个50Ω的纯电阻，为了使二者匹配，通常在耦合器至二极管之间接入1/4波长阻抗变换器和一段相移段。相移段将二极管阻抗变换为纯电阻，再利用1/4波长阻抗变换器将纯电阻变换为50Ω。 二极管右边通过1/4波长开路线使高频短路，因为开路线输入阻抗为-jZ₀cotβl，故为使其在较宽频带内呈现短路，Z₀应取较小的值，一般为5～10Ω.中频引出线中接有由半环电感和缝隙电容组成的并联谐振电路，谐振于本振频率，以加强对本振信号的抑制，防止其漏入中频电路。为了给二极管加直流偏压，形成直流通路，在二极管输入端还通过1/4波长高阻线直接接地，它对高频来说相当于开路，不影响高频传输。

单端混频器的设计，困难是输入端的匹配，二极管的非线性特性使得混频器的输入阻抗是时变的，无法用网络分析仪测出静态阻抗，只能得到折中估计值。单端混频器结构简单、成本低，变频损耗小，本振功率小，容易DC偏置，在微波高端混合电路难以实现的情况下有优势；但其对输入阻抗敏感，不能抑制杂波和部分谐波，不能容忍大功率，工作频带窄，隔离较差。另一种相似的结构：

单端混频器分为波导、同轴、微带几种，频率高于4GHz时常用波导结构，4GHz以下多采用同轴结构，微带混频器常用于集成化的小型接收机中。一种矩形波导中金属平面电路单端混频器结构为：

单端混频器电路简单，但其噪声性能差，要求本振功率也较大，在宽频带、大动态的现代微波系统中极少使用，但在毫米波段和应用微波系统中还有不少使用场合。

4）二极管单平衡混频器（Balanced Mixers）：

使用两只二极管，利用平衡混合网络将大小相等满足一定相位关系的信号和本振功率加到两只性能完全相同的二极管上。单平衡混频器，充分地利用信号和本振功率，使两管混频后的中频叠加输出。由于有两只混频管，增加了混频器的动态范围，更重要的是能抑制本振噪声，改善噪声性能，因此得到广泛的应用。
平衡混频器特点：具有抑制本振噪声能力，还可以抑制偶次谐波的寄生频率输出；在理想匹配和电桥平衡的条件下全部信号功率和本振功率均加在两个混频管上，因而消除了单端混频器中的耦合损耗，提高了信号功率和本振功率的利用率，并且信号和本振之间具有理想的隔离度；由于信号和本振功率分配在两个混频管上，因此整个混频器的抗烧毁能力和动态范围均增加一倍。由于平衡混频器的这些优点，特别是采用微带结构时体积小、重量轻，因而得到广泛应用。
常用的平衡混合网络为90°和180°两种，在5GHz以上用分支线或环形桥，5GHz以下用变压器网络，毫米波段用波导正交场或MMIC。
a）正交场混频器：
波导中几乎都采用正交场结构混频器，图中是单平衡式，利用波导内TE₁₀模电力线方向垂直实现隔离，靠边界条件的扰动把本振功率加到二极管上。正交场平衡混频器主要由一个正方形截面的波导混频腔、信号输入波导和本振输入波导三部分组成，如图。 混频腔中心有两个混频二极管同极性串联安装在一条直线上，在两个混频管的接头处有一个与混频管轴线垂直的分支波导，用以引出中频电流，同时对电场分布起着微扰作用。两管通过管帽与腔体作电容连接，并由此引出整流电流。在每个管帽内部装有LC中频滤波器，用来滤除中频并提供直流通路。在中频输出接头内加有高频扼流槽，它是低通滤波器，用来防止高频信号进入中频电路。对于直流回路来说，两个管子是串联的，而对中频输出端来说，两个管子是并联的。

由于结构对称，本振电压是大小相等、方向相反地加在两个二极管上，二极管的中频电流相位相反，中频端口有最大差电流输出。这种混频器能够消除本振噪声，因为本振噪声是随本振电压一起加到两个管子上，两管上的本振噪声也是大小相等、方向相反，总的中频噪声电流为零。
在正交场平衡混频器中，信号和本振的相位关系是依靠特定的空间电场分布来实现的，因此无频带限制。由于信号输入波导与本振输入波导相互垂直，因此本振输入波导对信号场来说是截止的，而本振场虽然由于有中心分支导体存在出现了与信号场平行的分量，但由于存在两个方向相反的分量，它们对信号波导的激励互相抵消，因此正交场平衡混频器具有良好的信号-本振口隔离度。
由于这种混频器中加入混频腔的信号和本振电场是互相垂直的，因此称为正交场混频器，属于180°移相型混频器。
b）180°环形桥平衡混频器：
两个实例如图，由端口1注入的本振功率经环形桥平分，反相加到两个二极管上；信号功率由端口2注入，也被平分，但是同相加到两个二极管上。左图中，两个二极管是一正一反接的，所以中频是采用差电流的形式输出的，总的中频阻抗是两个管最佳中频阻抗之半，为低中频阻抗型。

右图中，两个二极管按相同极性连接，它们的中频电流在中频变压器中求差，由于两个电流反向，在次级线圈中中频电压求和，输出最大，由于从中频端看混频器是两个二极管串联，所以总中频阻抗是单管中频阻抗的二倍，因此称这种混频器为高中频阻抗型。另一种类似结构：

c）裂缝桥平衡混频器：
结构如图，两个二极管在裂缝桥短路端前大约λ_g/4处极性一正一反安装，信号功率和本振功率分别在裂缝桥的另外两个端口注入。
这种混频器也能够抑制本振噪声，属于90°移相型混频器。

d）90°环形桥平衡混频器：
结构如图，这里信号、本振功率的平分与90°移相的实现是由环形桥完成的，桥路的端口阻抗都设计成标准的50Ω。图中，相移段4同时完成相移与阻抗变换作用，两个二极管的极性连接成一反一正，总中频阻抗为单管中频阻抗之半。
e）90°分支线耦合器平衡混频器：
如下左图，该混频器由一个分支线耦合器、一个双二极管检测器，以及一个做为合成器的电容共同构成，等效电路见右图。

本振功率从端口1输入，由两个共轭匹配端口输出给混频管D1和D2，这两个本振的输出电压幅度相等，相位相差90°。
二极管D₁支路的RF信号电压和本振电压为：

二极管D₂支路的RF信号电压和本振电压为：

流过二极管后，中频电流的正方向在D1上是由正极到负极，在D2上则是从负极到正极，在输出端直接相加，是其中任一支路的两倍：

进行噪声分析，这种混频电路可以消除本振噪声，且混频器中两个二极管的接法自行构成直流回路，不需要外加直流偏置。另一种类似结构：

f）其他一些单平衡混频器结构：
二极管单平衡混频器：

微带槽线平衡混频器：

毫米波鳍线平衡混频器：

平行耦合线谐振型巴伦平衡混频器及等效电路：

单巴伦平衡混频器电路图及等效电路：

双巴伦平衡混频器：

单平衡混频器具有良好的宽带特性，并有良好的噪声抑制和寄生模式隔离能力。且具有优良的电压驻波系数。单平衡混频器只能抑制振荡器和放大器中寄生振荡及非线性效应产生的噪声，而接收机本地噪声主要来源是热噪声。

5）二极管双平衡混频器：

微波低端使用最多的是微封装双平衡混频器，其隔离度好、杂波抑制好、动态范围大、尺寸小、性能稳定，便于大批量生产，缺点是本振功率大、变频损耗较大。
a）基本的双平衡混频器结构：
典型的双平衡混频器如图，四只管子为集成芯片，变压器耦合网络尺寸小，结构紧凑，匹配良好。对于LO信号，端口RF+和RF-为虚地点，不会有LO进入RF回路，同样RF信号也不会进入LO回路，隔离可达到40dB。

四个二极管也可以星形连接。为了提高动态范围，增加承受功率，加大隔离，每个臂上的二极管可以用一个元件组取代，带来的缺点是本振功率的增加。图中给出不同结构及其要求的本振功率：

肖特基二极管的导通电流直接影响混频器的白噪声，这个白噪声随电流的不同而不同，在混频器的变频损耗上增加一个小量。如变频损耗为6dB，白噪声为0.413dB，则噪声系数为6.413dB。这种增加量随本振功率的变化不是线性的，表中给出双平衡混频器的本振功率与噪声系数、变频损耗之间的典型关系：

本振功率dBm	噪声系数dB	变频损耗dB	本振功率dBm	噪声系数dB	变频损耗dB
-10.0	45.3486	-45.1993	6.0	5.50914	-4.84439
-8.0	32.7714	-32.5264	8.0	5.31796	-4.66871
-6.0	19.8529	-19.2862	10.0	5.19081	-4.54960
-4.0	12.1154	-11.3228	12.0	5.08660	-4.45887
-2.0	8.85188	-8.05585	14.0	4.99530	-4.38806
0.0	7.26969	-6.51561	16.0	4.91716	-4.33322
2.0	6.42344	-5.69211	18.0	4.85920	-4.29407
4.0	5.85357	-5.15404	20.0	4.82031	-4.26763

可以看出，混频器性能与本振功率有最佳值。在噪声测量中采用冷热噪声源，这种源的输出信号宽带包括了镜频，而微波滤波器又不可能滤除它，这样就会在中频系统中有镜频的贡献，而使信号增加一倍。讨论单边带接收机性能，噪声测量值要加3dB。
微波频率提高后，变压器网络可以用传输线来实现，图中为传输线实现变压器的原理：

b）其他一些形式的双平衡混频器结构：
传输线巴伦双平衡混频器：

均匀耦合线巴伦双平衡混频器：

槽线、鳍线等具有对称性的传输线都可以做混合网络，但是有中间抽头不好找、中频输出滤波不好等困难，使得传输线结构的双平衡混频器的指标比不上变压器结构。因此，5GHz以上频率，大量使用单平衡混频器。

6）晶体管双平衡混频器：

晶体管IC双平衡混频器如图，基于差分对晶体管结构，有多种变形。图中RF加在V1和V2之间，LO加在V3、V4、V5、V6上，起开关作用。这种混频器在射频段有10dB以上的增益，灵敏度高，噪声为5dB左右，到了微波频段噪声较大。

7）场效应管混频器：

把本振功率和信号同时加在FET的栅极，利用漏极电流和栅极电压之间的非线性关系来实现混频。优点是有变频增益和输出饱和点高，通常为了获得好的线性用低增益，约几dB，典型的FET混频器1dB输出功率压缩点可能做到20dBm，不仅动态范围上限提高了，而且三阶交调性能也很好。

为了提高混频器本振-射频端口的隔离度，通常采用双栅结构或两个级联形式的场效应管，如上面右图。基于FET的MMIC有源混频器已经有了广泛应用，前面图中是两种基本结构，下面是一些其他应用。

8）镜像抑制平衡混频器：

在外差式微波系统中，由于镜像干扰信号与本振混频后与有用信号同时出现在中频端口而成为影响系统接收性能的主要干扰噪声，因此镜像抑制是系统的一个重要性能指标。镜像抑制混频器，由于具有自动识别和抑制镜像噪声的功能，而成为宽频带高速度微波接收系统中一个不可缺少的关键部件。

图中分别是镜频短路的微带单端混频器和镜频开路的微带平衡混频器。前者的阻带滤波器采用略小于镜频λ_g/2的终端开路线构成，其顶端通过缝隙与主线耦合，缝隙电容和λ_g/2开路线的输入电感构成串联谐振电路，使镜频在这里被短路。后者在二极管左边分别接入一个镜频带阻滤波器，由λ_g/2终端开路线构成，其中有λ_g/4长度与主线平行耦合，在耦合器入口处滤波器将镜频开路，同时允许信号和本振功率以极小的损耗通过。
这种利用前置滤波器实现镜频抑制的方法，仅适用于高中频的情况，因为信号频率必须处于通带内，而镜频必须处于阻带内，信号频率与镜频频率恰好相差2倍中频。而当信号频率很高，中频频率极低时，将导致滤波器的中心频率高，带宽极窄，这给实际制作带来极大困难。
微带线是一种不均匀介质的敞开式传输线，有效传导导体截面积尺寸又比较小，故它的传播衰减比波导、同轴线大很多，本身的品质因数很低，用微带线制作的带通、带阻滤波器频带很难做得很窄。 一种比较实际的解决方案是利用多次变频将中频逐渐提高，多次变频必然带来接收机体积庞大，为了减小接收机体积，一种新的解决方案就是根据相位关系，采用相位平衡式镜频抑制混频器，它能根据输入信号频率比本振频率高或低来识别是有用信号还是镜频噪声，输出有用的中频，而将镜频干扰抑制，并能在较宽的频带内快速选择有用信号，特别适用于宽带快速扫频系统和测试接收机。 对于具有宽带低噪声放大器的接收机，它还可接于该放大器之后，抑制镜频通道的噪声，保证整机噪声性能。

上图为镜像抑制混频器的工作原理图，它包括两个单平衡混频器、一个功率分配器、一个3dB分支电桥、两个低通滤波器、一个90°移相电路和一个合路器。当本振电压V_P由本振输入端口馈人3dB分支电桥后，将分别在混频器I、II的输入端口产生两个大小相相位相差90°的本振电压V_P1和V_P2，该电压与来自于信号端口经同相功率分配器平分而得的信号电压V_S1和V_S2分别作用于混频器I和II，在两混频器的中频输出端上产生大小相近相互正交的两个中频电压，低通滤波后将信号II移相90°再与信号I通过合路器形成有用的中频输出信号。
分析可得，混频器II的输出中频电流相位超前于混频器I，将其经过90°移相器后，可与混频器I输出的中频电流通过合路器同相相加输出。而镜频经混频器II得到的镜像中频电流相位滞后于混频器I，将其经过90°移相器后，可与混频器I得到的镜像中频电流通过合路器反相抵消，从而实现了镜像抑制。

9）镜像回收平衡混频器：

信号通过二极管混频后，产生许多组合频率，但只有一部分功率变换为中频功率，所有其他组合频率中的信号成分却被白白损失掉。如果再把镜频功率转换成中频，则中频端口输出的中频信号将得到加强，即降低变频损耗，这一过程称为镜像回收。镜像回收与镜像抑制都能改善接收机灵敏度。
镜像回收最简单的方法就是在信号通道中设置一个对镜频短路或镜频开路的带阻滤波器，使得由混频管向信号源传输的镜频波全部反射回混频管，与本振信号再次混频取得中频。若两个中频信号相位一致，叠加输出，混频效果就加强，从而实现镜像回收。
左图是镜频开路微带平衡混频器，在二极管输入接点处放置了一个镜频抑制滤波器，它是由长度为1/2镜频相波长的终端开路线构成的，开路线的一半通过缝隙与主线平行耦合，它允许信号和本振功率以极小的损耗通过，而对镜频呈现开路反射。

右图为镜频短路微带平衡混频器，其镜频抑制滤波器放置在分支定向耦合器的输入端，在该处它们对镜频呈现开路，由于该处距离二极管为1/4波长，故在两个混频管输入处相当于镜频短路。
在信号通路上设置镜频短路（或开路）滤波器，不仅能反射内部产生的镜频，而且对外来的镜频干扰也同样能使其反射回去而不进入混频器，图中结构兼有镜频回收和镜频抑制的作用。
下图是一种镜频回收双平衡混频器结构：

还有一种使用混频二极管双桥的结构：

10）谐波混频器：

通过电路非线性对输入本振信号产生谐波并进行混频的混频器称为谐波混频器，在倍频器中已经介绍几种，下图也是谐波混频器：

还有一些谐波混频器结构，本振为半频率，在本振信号难以产生的毫米波频段很有用。

9. 微波放大器：

下图是单级放大电路示意图，单级放大电路是最基本的结构形式，它在源端和负载端之间插入了输入输出匹配网络，使放大器与源、负载阻抗匹配，馈电电路为晶体管提供合适的工作点，使其给在最佳状态。

放大器电路首先必须在工作频段内稳定工作，否则会产生振荡。

1）放大器的稳定性分析：

稳定性包括无条件稳定和条件稳定两类。假如对各种无源负载和信号源的阻抗，有|Γ_in|<1和|Γ_out|<1，这个网络是无条件稳定的。假如只对某些确定的无源负载和信号源有|Γ_in|<1和|Γ_out|<1，则这个网络是条件稳定的，或者说是潜在不稳定的。放大器电路的稳定条件与频率有关，因为输入和输出网络均与频率相关。
a）稳定性圆：
放大器为一个二端口网络，网络由S参数描述，加上外部终端条件确定，即：

如果认为晶体管是单向的，即S₁₂=0，上式可以简化为|Γ_in|=|S₁₁|<1和|Γ_out|=|S₂₂|<1。

根据|Γ_in|的表达式，可以得到一个圆，圆心和半径分别为：

而交换S₁₁和S₂₂，可得到输入稳定性圆的圆心和半径：

因此，已知S矩阵参数就能够画出输入、输出稳定性圆，如上图。输出稳定性圆把Γ_L平面分为稳定性部分和不稳定性部分；同样，输入稳定性圆也把Γ_s平面划分为稳定性部分和不稳定性部分。
当Γ_L=0点在稳定性圆之外时，上图的阴影部分表示稳定性区域；如果Γ_L=0点在稳定性圆之内，下图阴影部分为稳定性区域。

b）稳定性的判定和设计：
设计者最感兴趣的是在什么样的前提条件下能实现稳定。有几种方法可以判断放大器是否无条件稳定，最常用的是K-Δ检验方法：

式中K称为林维尔系数。如果能同时满足上面两个表达式，晶体管则为无条件稳定，这两个条件是充分和必要的。若器件无条件稳定，还需要满足|S₁₁|<1和|S₂₂|<1。
K-Δ检验方法K-可以判断单一器件的稳定性，但无法比较两个或多个器件的稳定性强弱。要实现多个器件稳定性的强弱比较，需要参量μ判定：

如果μ>1，器件是无条件稳定的，并可以通过μ值大小比较稳定性的强弱，μ越大稳定性越强，μ越小稳定性越弱。

无条件稳定区域示意图见上图。
在放大器电路设计中，可能电路不满足稳定条件，即处于潜在不稳定情况，应采取措施使晶体管进入稳定状态。在非稳定状态时，有Re(Z_in)<0和Re(Z_out)<0，要使其进入稳定状态，需抵消负值部分，此时可考虑在不稳定端口增加一个串联或并联电阻，这个电阻必须能抵Re(Z_in)和Re(Z_out)的负值成分，使输入输出回路总电阻为正值。可以采用以下4种基本电路方式改善器件的稳定性。

需要注意，上述改善稳定性的措施都会影响放大器的增益。其中a和b会引入较大的噪声，不适合在低噪声放大器设计中使用，方式c对负载影响较大，引起损耗加大而降低效率，方式d能兼顾增益和稳定性，被广泛采用。另外可以利用负反馈网络来抑制S₁₂，也可以使晶体管稳定，但不常用。
c）等增益圆：
二端口网络的转换功率增益G_T定义为输送到负载的功率与来自源的可用功率之比：

实际功率增益G定义为输送到负载的功率与传送到二端口网络输入端的功率之比：

可用功率增益G_A定义为来自二端口的可用功率与来自源的可用功率之比：

实际设计中，经常忽略晶体管自身的反馈影响，S₁₂≈0，定义单向化功率增益为：

其中G_S和G_L是与输入输出匹配网络有关的增益分量，G₀为晶体管自身的增益。
如果晶体管散射参量|S₁₁|和|S₂₂|都小于1，且输入输出口都呈共轭匹配，即Γ_S=S₁₁^*和Γ_L=S₂₂^*，则得到最大单向化功率增益，对应的输入输出匹配网络的最大增益表示为：

使用这个最大值对G_S和G_L归一化，得到归一化增益：

将上面公式写成统一的形式：

对于给定的g_i可以从公式中求解反射系数Γ_i，对应的轨迹在Smith圆图上为一个圆：

其中。d为圆心坐标，r为圆半径。这个圆就是等增益圆，可在Smith圆图上画出，见下图。

在Smith圆图上可以画出从0到G_max之间的任意数值的等增益圆，上图只画出一个。特点为，当Γ_ii=S_ii^*时，g_i=1，即圆心为S_ii^*，半径为0，可得最大增益G_max；所有等增益圆的圆心都在原点到S_ii^*的连线上，增益值越小圆心越靠近原点，同时半径越大；对于Γ_i=0，原点和半径具有相同数值，说明G_i=0圆总是与Γ_i平面的原点相切。
d）单向化设计误差因子：
单向化设计包含了近似条件，即忽略了放大器的反馈效应，令S₁₂=0必然会带来误差。为了估计这种近似条件产生的误差，可以求出考虑了S₁₂情况下的转换增益，与单向化转换增益的比值：

当输入输出端口共轭匹配，即Γ_S=S₁₁^*和Γ_L=S₂₂^*时，G_TU有最大值，此时误差也最大：

可以确定误差起伏的极限：

其中U为与频率有关的单向化误差因子：

在评估单向化放大器设计方案时，单向性误差因子U应当尽量小。单向化设计误差因子给出了最保守最坏情况下的误差估计，一般的设计结果都将优于单向化误差结果。
e）双共轭匹配设计：
放大电路总的增益是由输入匹配网络增益、输出匹配网络增益和晶体管自身增益共同决定的，当匹配网络实现放大器源阻抗和负载阻抗与晶体管之间共轭匹配时，可以实现最大增益。
根据共轭匹配条件，可以得到两个标准二次方程，分别求解，得到：

其中：

根据上面公式给出的最佳匹配条件，可得到对应的放大器二端口网络的输入和输出反射系数表达式：

f）工作功率增益圆：
前面的等功率增益圆是在晶体管单向化条件下获得的，对于双向化晶体管不能同时画出G_S和G_L。工作功率增益表达式为：

上式可以改写为关于负载反射系数Γ_L的圆方程，化简后得到圆心和半径为：

其中，k为稳定性判定因子。
此时，晶体管参数按下述步骤进行，在预定的增益圆上任选一个Γ_L，计算与Γ_S=Γ_in^*条件相对应的输入阻抗，并假设Γ_S的取值没有其他限制条件。但实际应用中，Γ_S必须符合特定的约束条件，因此考虑将Γ_L平面上的等功率增益圆映射到Γ_S平面上。
Γ_s平面上的等功率增益圆，其圆心和半径可由Γ_s=Γ_in^*条件导出：

g）资用功率增益圆：
如果放大器输出端口需要良好匹配，则不能再用工作功率增益方案，必须采用资用功率增益方案。可以导出资用功率增益圆的方程，该方程在源反射系数和预定的增益之间建立了联系。
资用功率增益圆在源反射系数平面上的圆心坐标和圆半径为：

其中，G_a为预定的资用功率增益。
同样，将资用功率在Γ_s平面上的等增益圆映射到Γ_L平面上：

h）噪声系数圆：
在射频通信中，噪声系数是一个非常重要的指标，在低噪声放大器设计中更是关键参数。噪声系数可以在Smith圆图上表示为噪声系数圆。
二端口放大器的噪声系数可以表示为：

其中，Y_s=G_s+jB_s表示呈现在晶体管处的源导纳；Y_opt表示为能得到最小噪声系数的最佳源导纳；F_min为晶体管的最小噪声系数；R_n为晶体管的等效噪声电阻；G_s为源导纳的实部。
有时厂家不会给出源阻抗或导纳，而直接给出最佳噪声对应的最优反射系数Γ_opt，可得：

可以得到关于噪声系数的源反射系数的圆方程，其中圆心和半径为：

其中：

可以推出如下结论，当放大器的最小噪声系数为源的反射系数，且等于最优反射系数时，最小噪声系数Q_k=0，导致圆心坐标为Γ_opt，半径为0，即噪声系数圆退化为一个点；所有的噪声系数圆的圆心位于Smith圆图中心与Γ_opt点的连线上，噪声系数越大，圆的半径越大，越靠近圆图中心；可以利用软件画出需要的增益圆和噪声系数圆，然后选择合适的源反射系数，使得所有噪声系数圆的圆心都落在原点和Γ_opt的连线上；噪声系数越大，则圆心距离原点越近，圆的半径越大。由此可以确定固定噪声系数的圆图。
i）等驻波比圆：
射频放大电路设计中，输入和输出驻波比也是非常重要的指标，可以把输入和输出圆分别画在Γ_s和Γ_L平面上，这样就可以利用Smith圆图进行特定的设计。
根据下图的框图，可以写出输入和输出的驻波比为：

其中：

由此得到以源反射系数为变量的方程，圆心和半径为：

对于数值恒定的|Γ_B|可以由处于同一个圆上的Γ_L给出，圆心和半径为：

可以得到如下结论，对于电压驻波比的极小值，Γ_A=0和Γ_B=0，两圆心坐标分别为Γ_in^*和Γ_out^*，且两圆半径同时为零；所有等驻波比圆的圆心都落在原点到Γ_in^*或Γ_out^*的连线上。在双共轭匹配情况下，输入和输出反射系数都是源和负载反射系数的函数，所以输入和输出驻波比圆不能同时画出，而只能用每次考查一个的迭代方法，调整Γ_in和Γ_out。

上图是晶体管参数S₁₁=0.3<30°，S₁₂=0.2<-60°，S₂₁=2.5<-80°，S₂₁=0.2<115°，噪声系数F_min=1.5dB，R_n=4Ω，Γ_opt=0.5<45°条件下画出的噪声系数圆及驻波比圆图。

2）放大器的直流偏置电路：

直流偏置电路是射频放大器重要一部分，作用是为有源器件提供静态工作点，并抑制晶体管参数的离散性以及温度变化的影响，从而保持放大器工作状态的恒定。
a）放大器工作状态：
根据偏置条件的不同，晶体管放大器工作状态可分为4类，工作状态是根据导通角来划分的，导通角对应于一个信号周期内电流流过负载的时间。
当晶体管工作于甲类（A类）工作状态，整个信号周期内都有集电极电流存在，导通角θ=360°。
当晶体管工作于乙类（B类）工作状态时，只有半个周期有集电极电流存在，对应于导通角θ=180°，当信号在第二个半周期内时，晶体管进入截止状态，没有集电极电流通过。
当晶体管工作于甲乙类（AB类）工作状态时，导通角180°<θ<360°。
当晶体管工作于丙类（C类）工作状态时，其导通角为0°<θ<180°，即在半个周期内有电流存在。
由于放大器的工作类型不同，其工作效率也不相同。效率定义为负载吸收的输出功率与直流输入功率之比：η=P_out/P_DC×100%
上式的效率定义是有缺点的，因为未考虑传送到放大器输入处的功率，从而导致对实际效率的高估。因此引入功率附加效率PAE(Power Added Efficiency)：

甲类放大器效率的最大理论值为50%，乙类放大器效率可达78%，丙类放大器效率接近100%。由于甲类放大器的电源功率有一半变成热量耗散掉了，因此不适用于便携式通信系统，而丙类放大器则只能应用于恒定包络调制。
另有工作于开关状态的放大器D类、E类、F类，主要用于微波功率放大器。
b）双极晶体管偏置电路：
无源偏置电路是一种最简单的偏置电路，一般由电阻、电容构成，作用是为晶体管提供需要的工作电压和电流。共发射极双极晶体管的放大电路有两种典型的直流无源偏置电路，如下图所示，图中扼流圈的作用是防止射频泄漏，实际应用中通常采用λ/4高阻抗线替代。

无源偏置电路对晶体管参数变化很敏感，稳定稳定性不好，因此实际应用中往往采用有源偏置电路来解决这个问题。

上图的有源偏置电路采用一个低频晶体管Q₁为射频晶体管Q₂提供必要的基极电流，电阻R_E1与晶体管Q₁的发射极相连，从而改善了静态工作点的稳定度。
c）场效应管偏置电路：
场效应管的偏置电路与双极晶体管偏置电路最大的区别在于场效应管通常需要负的栅极电压，这种电路的最大缺点是需要两个极性不同的电源，如下图a。当然，如果无法采用双电源供电，则需要在源极加电源或者加反馈电阻，如下图b、c、d、e。

偏置电路加电需要一定规程，图a先加V_g再加V_d；图b先加V_s再加V_d，图c先加V_s再加V_g。从放大器特性来看，图a、b、c为低噪声、高增益、高功率、高效率；图d、e为低噪声、高增益、高功率、高效率，增益大小由R₁调整。图b使用正电源，图c、d、e使用负电源。

3）特殊放大器的设计：

a）低噪声放大器：
在无线通信系统中，紧靠天线的放大器接收的是微弱信号，这些信号可能存在于强干扰信号之中。低噪声放大器LNA将直接决定系统的噪声系数和整个接收机的解调特性。低噪声放大器的设计目标是把系统噪声系数降至最低，并提供足够的线性增益。
放大器的设计步骤：
①选择器件和电路拓扑：根据要求的增益和噪声系数选择合适的器件，并确定电路的拓扑结构。单级放大器最常用的是共发射极/源极结构。
②选择直流工作点：选择低噪声直流工作点，确定器件的散射和噪声系数，低噪声放大器应选择电流比较小的偏置点。
③稳定性判定和设计：评估晶体管的稳定性，如果是条件稳定的，则需要进行稳定性设计使其稳定，并画出稳定性圆，确定稳定性工作区域。
④选择源和负载阻抗：在Smith圆图上画出功率增益圆、噪声系数圆和等驻波比圆，选择能提供最大增益、最小噪声系数和良好VSWR的源反射系数和负载反射系数。
⑤确定匹配电路：根据要求的源反射系数和负载反射系数，确定理想的匹配网络。
⑥设计DC偏置电路：合适的DC偏置电路对低噪声放大器至关重要，应可以在较宽的温度和电压范围内工作，并能够补偿有源器件的参数变化。偏置电路要防止附加高频噪声从偏置网络注入信号通路。
⑦整体优化调试。
b）宽带放大器：
很多电路要求放大器具有较宽的工作频带，希望放大器在工作频带内具有相等的增益和良好的输入输出匹配。共轭匹配只能在相对窄的带宽上保证最大增益，随着带宽的增加增益将逐渐下降，输入输出端口也会失配。宽带放大器的设计主要受到有源器件增益带宽积的制约，另外S₂₁也将随着频率增加以6dB/倍频程速率下降。
宽带放大器需要考虑多种因素：
①补偿匹配网络：在输入和输出匹配之间加入补偿匹配网络，用于补偿S₂₁带来的增益下降，使匹配更加复杂。
②阻抗匹配网络：使用电阻性匹配网络能够获得较好的匹配，缺点是会引起增益的严重下降，且将引入噪声。
③负反馈：负反馈可以改善增益平坦度、晶体管的稳定性和输入输出匹配，带宽可达倍频程，缺点是增益和噪声系数损耗较大。
④平衡放大器：在两个放大器的输入和输出端之间加入耦合器，使其能够在足够宽的带宽内有良好的匹配，其总增益为一个放大器的增益，缺点是需要两个晶体管和两倍的DC功率。

上图的平衡放大器通过两个90°耦合器消除来自两个相同放大器的输入输出反射，第一个混合耦合器将输入信号分成两路等幅且有90°相位差的分量，用以分别驱动这两个放大器；第二个耦合器把两个放大器的输出重新组合在一起。由于混合耦合器的相位特性，来自放大器输入端的反射将在混合网络的输入端相消，从而改善阻抗匹配；与此同时，在放大器输出端的反射也相互抵消了。
c）功率放大器：
射频功率放大器设计中需要考虑的因素包括输出功率、效率、增益、互调产物和热效应。一般情况下，功率放大器的输入功率较大，且晶体管工作于非线性区，从晶体管的输入端和输出端看到的阻抗与输入、输出电平有关，使功率放大器的设计更为复杂。
功率放大器的一个重要参数是压缩增益或称1dB压缩点增益。当信号功率远小于1dB压缩点功率时，晶体管表现为线性；当输入功率电平较大时，晶体管表现为非线性特性，此时测量到的S参数将于输入功率和输出端负载阻抗值有关。大信号的S参数与小信号时的S参数不同，不满足线性条件。但计算稳定性时可以使用小信号的S参数获得大信号的稳定情况。
大信号工作条件下，可以通过测量作为源和负载阻抗函数的增益和输出功率来表征晶体管，一旦完成了大信号源和负载的反射系数与频率的关系曲线，就可以完成晶体管的表征，并实现晶体管的共轭匹配。在Smith圆图上画出作为负载反射系数函数的等输出功率曲线，也能完成对晶体管的表征。非线性等效电路模型也已开发出来，用于预估FET和BJT的大信号特性。
功率放大器失真的主要来源是互调失真，当两个或多个正弦频率作用于一个非线性功率放大器时，其输出将产生多种寄生产物，其中包括互调产物。两个正弦信号作用于一个非线性放大器，输出信号包括多种频率分量，DC、f₁、f₂、2f₁、2f₂、3f₁、3f₂、f₁±f₂、2f₁±f₂、f₁±2f₂等等， 其中2f₁、2f₂是二次谐波，3f₁、3f₂是三次谐波，f₁±f₂是二阶互调失真产物，2f₁±f₂、f₁±2f₂是三阶互调失真产物。这些频率中，2f₁±f₂、f₁±2f₂非常接近于基波频率f₁、f₂，落在放大器的工作频带内，会产生干扰。

三阶互调失真产物的输出功率与f₁的输入功率的关系见上图。可以看出，三阶交调截点与1dB压缩点有一定关系：

放大器的动态范围DR定义为放大器1dB压缩点的输出功率和最小可探测输出功率的差：

对于三阶频率分量而言，有：

因此：

放大器的无失真动态范围定义为当三阶输出功率等于最小可探测输出信号时的范围。
功率放大器可以分为A、B、AB、C、D、E、F类。
D类放大器：在Z_out与负载Z_L之间增加了低通或带通网络，输入信号足够强使晶体管处于开关状态，输出低通或带通网络消除了谐波，使输出信号为正弦波。理想D类放大器的PAE=100%，但要求晶体管过渡时间必须为零，或至少比信号周期短得多，限制了最大工作频率在几十兆赫兹。

E类放大器：基本思想是使用晶体管输出电容最大限度减小晶体管过渡时间的影响。设计条件，L_dd足够大，使得只有直流电流才能通过；由L₂和C₂组成的谐振电路的有载品质因数要足够高，保证负载电流i_load是与激励信号同周期的正弦信号；晶体管工作状态是理想开关；晶体管输出电容与电压无关，合并晶体管输出电容与外加并联电容。得到结果：

Q_L为L₂和C₂的有载品质因数。E类放大器，晶体管峰值电压约为3.56V_q。通常情况下L₂和C₂不足以衰减谐波，需要增加一个低通或带通滤波器。

F类放大器：其输出匹配网络将除三次谐波外的谐波分量全部分流到地，并联谐振电路L₃和C₃使晶体管输出电压中产生三次谐波，如果该谐波幅度是基波的1/9，并且有合适相位，将使输出电压变得平坦，并将最大振幅减小8/9。F类是B类放大器的增强型，通过输出匹配网络和晶体管工作点的精确设计，使输出功率和效率增加10%。F类放大器的工作状态依赖于一个精确的三次谐波，因此其输入功率的范围受限。
功率放大器的线性度和效率是很难统一的，有一些方案，在保证效率为常数前提下，提高功放线性度。主要方法有预失真技术、前馈技术、Doherty放大器、包络消除与恢复技术、LINC技术等。
d）行波放大器：
行波放大器是常见的分布式放大器，最初在1948年作为示波器垂直通道的宽带放大器，可以实现从几百MHz到20GHz的宽带放大。典型电路为：

从输入端开始，电感和电容组成了N节相同的级联LC单元，形成阶梯状LC网络，此阶梯网络是传输线的等效集总参数结构。如果该传输线的末端匹配，一个正向波从放大器输入端传播到终端，因此每个晶体管的栅-源电压是等幅的，并且有从第一个到最后一个存在积累时延。输出端另一个集总参数传输线也匹配。

上图是5个晶体管组成的实际行波放大器版图，下图为另一种行波放大器。

其他还有反馈放大器、平衡放大器、差分对放大器、共源-共栅放大器等多种形式放大器。
e）多级放大器设计：
如果单级放大器不能够实现预定的功率增益指标，则需采用多级放大器。多级放大器需要考虑级间连接问题，主要有以下几种形式：
①放大器之间共用匹配电路：把前一级的输出阻抗直接匹配到后一级的输入阻抗，电路简单，但设计困难不易调试。
②放大器之间加隔离器：先将各级放大器分别调试匹配好，然后通过隔离器串联起来，调试简单但体积较大。
③放大器之间直接级联：把各级放大器输入和输出分别匹配到50Ω，通过耦合电容级联。

上图为两级放大器，级间匹配网络不仅完成了第一级和第二级的匹配，还能调节放大电路的增益平坦度。在线性情况下，两级放大器的总增益等于单级放大器增益的乘积，以dB表示为增益的和。多级放大器的总增益表示为：

当然，随着放大器级数的增加，噪声系数也会随之增加。多级放大器的噪声系数为：

两级放大器的输出三阶交调截点为：

4）微波放大器负载牵引测试：

对于一个明确的工作频率和偏置条件，找到获得最大功率的最优负载，这个过程就是负载牵引法。

上图为实验结构，两个直流电源和T形偏置确定了晶体管的直流工作点。一个射频信号源通过T形偏置的射频信号通道驱动晶体管；通过输出T形偏置的射频信号，晶体管输出与负载相连。可变负载由单短截线调谐器、一个SPDT开关和一个定向耦合器组成，匹配的功率计与单短截线调谐器相连。通过定向耦合器，频谱仪可以测试晶体管输出功率的一部分，可以检测晶体管是否自激；网络分析仪可以测试从晶体管看进去的阻抗；电流表用来测试漏极电流。
负载牵引包括两个步骤，当SPST开关在位置1，调节射频输入功率和短截线调谐器来使功率计测试的功率值最大。若找到该最大值，输出频谱一定包含输入频率和谐波，任何不同的频率分量说明存在振荡，此时负载无效。一旦找到一个最佳负载，锁定调谐器并记录输出功率、谐波功率和晶体管电流，然后切断漏极直流源进入下一步。当SPDT开关置于2，输出晶体管无偏置，网络分析仪测量上一步中晶体管输出的复反射系数，这需要A₁-A₃和A₂-A₃两条路经的精确校准，记录反射系数。

5）测试二端口网络噪声系数：

放大器会给放大的信号添加一定噪声，因此增加的噪声要尽可能低，特别是被放大的信号比较微弱时。

上图是测试二端口网络噪声系数的方法：SPDT在位置1，通过短截线调谐器改变源导纳，以尽量减少噪声系数仪测试得到的噪声系数，相应的值为F_min；保持上一步测试时得到的短截线调谐器，将SPDT放在位置2，由网络分析仪测得导纳Y_opt；因为一般情况下1/Y_opt不等于50Ω，将SPDT放在位置2，调节短截线调谐器，使网络分析仪测得的反射系数最小，然后将SPDT放在位置1，此时测得的噪声系数就是F_50Ω；噪声电阻可以得到：

注意，测试时，当SPDT放在位置2前可能需要将外加直流电压断开，避免损伤网络分析仪。当然如果网络分析仪可以耐受那么高的直流电压就没有问题。
对于任何噪声因子，可得到与反射系数的关系：

对于F>F_min的噪声因子，都可以得到一个对应得反射系数Γ_s，这些值位于一个圆上，即等噪声圆，其圆心和半径为：

最小噪声因子的输入匹配网络对应的增益不是最大的，输入匹配网络的设计包括以下目标，最小噪声、最大增益或者二者的折中。使最大增益点接近最小噪声的技术包括，在地与源极或发射极之间增加一些电感。
如果要对LNA中的晶体管进行稳定化，只能在输出匹配网络而不能在输入匹配网络使用电阻。晶体管的噪声参数是与偏压相关的，偏置点的选择也是各种性能之间的折中。

6）微带微波放大器示例：

a）小信号放大器电路示意图：

b）多级有耗匹配宽带放大器：

2~8GHz的两级有耗匹配宽带放大器电路图：

c）氧化铝基板的放大器：

氧化铝基板介电常数9.8，厚0.254mm，晶体管与电容都是芯片封装，通过键合线与微带线相连，电阻采用薄膜技术在基底上实现，使用过孔完成接地点要求。要考虑T形接头、阶梯波导、过孔的有限阻抗、键合线的等效电感等参数的影响，需要因此修改微带线相关参数。但上述结构尺寸比较大，可以采用更紧凑的元件布局，其中一些传输线经过了折叠，或使用半集总参数替代传输线。

d）两级毫米波放大器：

频率范围34~36GHz，增益13dB，下面为版图。

e）低噪声放大器：
工作频率10~12GHz，电路中使用扇形短截线，频带范围更宽，电阻R1和R2通过在晶体管输入/输出端产生合适损耗，起到稳定放大器的作用。