- 同轴电缆变换器：
- 同轴电缆巴伦：
- 传输线变压器：
- 同轴线Wilkinson功分器：
1. 同轴电缆变换器：
同轴电缆变换器和合成器为RF放大器提供了宽频带工作，见下图。
同轴电缆变换器是由套上铁氧体磁芯的一段同轴电缆或同轴电缆直接绕在铁氧体磁芯上构成。同轴电缆变换器的等效电路如图b，一般称巴伦balun，同轴电缆变换器处于集中参数与分布参数之间，在低频段等效电路为图c，可用传统的低频变压器描述；在较高频率，是特性阻抗为Z0的传输线，如图d。这种变换器的优点在于寄生的匝间电容决定了它的特性阻抗，而传统的绕线变压器中寄生电容对频率特性起负面作用。
1）1:1阻抗变换器：
当Rs=RL=Z0，传输线可以认为是1:1阻抗变换的变压器。为了避免产生任何谐振现象，特别是对于复数负载，它会引起实质上的幅度波动增加，传输线长度应根据下式选取：
式中，λ
min是对应频带高端f
max的传输线的最小波长。
在较低频率，变换器的低频响应的恶化是由于内外导体之间由于磁化电感L
m引起的并联电纳，L
m由下式给出：
式中，n为匝数，μ为磁芯导磁率，A
e是磁芯的有效面积，L
e是平均磁径长度。
考虑上图e的等效电路，当R
s=R
L时，传给负载的功率P
L和源的资用功率之比：
上式从给定的磁化电感L
m给出了最小工作频率，考虑到输出功率最大降3dB后得到：
为了选择用于RF变换器合适的铁氧体磁芯，需要知道磁芯的饱和磁通量和它的非线性特性。所以，最低工作频率决定最大磁通密度，公式：
式中，V
rms是绕组上的均方根电压，n是匝数，f是工作频率，A
e是磁芯有效面积cm
2。
2）4:1阻抗变换器：
上图是两种使用同轴线的2:1变换器变压器，提供4:1阻抗变换。图a中，进入上部传输线内导体的驱动电流I，产生一个上部传输线流过的电流I，结果流入负载R
L的电流为2I。由于输入电压源2V在同轴线和负载部分等分成两部分，这样一个变换器提供的阻抗变换是从R
s=2Z
0到R
L=Z
0/R
L，Z
0是每根传输线的特性阻抗。铁氧体磁芯仅是上面传输线需要，因为下面传输线外导体两端都是接地的，无电流流过。又因为下面传输线的内导体的所有点都是等电位，上部传输线右端的内导体可直接连接到左边的外导体，这样下部的传输线可被去掉，就形成右图的变形结构。在低频段，这种变换器可看作是普通的1:2自耦变压器，但是下部的传输线提供同轴输出电压合成，被称为相位补偿传输线。
3）9:1阻抗变换器：
上图为类似的3:1同轴线变换器，产生9:1的阻抗变换。左图中上面的传输线内导体流过驱动电流I会在顶部传输线的外导体流过电流I，这个电流会产生中间传输线的外导体电流I，结果，流过负载R
L的电流为3I。最低部的传输线也可以去掉，形成右图所示的另一种结构。每根传输线的特性阻抗是由施加于传输线端部的电压和流过的电流来表征的。
4）分数比变换器：
使用不同整数变换比的同轴线变换器，以某种一定的方法连接，能得到分数变换比。
上左图是用1:3变换比与1:2变换比级联而成的1:3/2变换比的变换器，具体铁氧体磁芯的同轴线的实际结构为右图。图中最下面的同轴线也可以去掉，它的内导体的两个端直接相连，如前面的两个示例。这里，两根较低传输线内导体电流I/3促使上传输线外导体总电流2I/3，结果流入负载R
L的电流2I/3，负载电压3V/2与沿着上部传输线的纵向电压V/2反相，结果与源电压V同相。
5）推挽工作的双电缆变换器：
上图为使用两根同轴线变换器组合在一起的电路，提供功率放大器的推挽工作。理想情况下，两个有源器件的反相RF信号是纯的半正弦，根据傅里叶级数展开，仅存在基波和偶次谐波分量，这意味着基波180度相移，其余偶次谐波是同相条件。在这种情况下，变压器T1一般称为混合桥，对偶次谐波的作用为滤波器，因为流过内外导体的电流方向相反；对基波分量，则流过内外导体的电流方向相同，它的工作类似于RF扼流圈，它的阻抗依赖于磁芯的磁导率。这样，因为变压器T2是一个1:1平衡-不平衡变换器，以提供最大功率传递给负载R
L，每个器件的输出电阻小两倍。
6）组合双路或多路的变换器：
同轴变换器允许组合双路或多路功率放大器输出功率。上左图所示为组合双路同相信号的变换器，两路信号传递给负载RL，如果两路信号幅度相等，则在平衡电阻R
0上无耗散功率。这种变换器的主要优点是在等输入功率情况下沿传输线是零纵向电压，结果铁氧体磁芯上无损耗功率。当一个输入信号源失效或断路，纵向电压变为另一个输入源电压的一半。使用这种变换器，也可以组合两个反相信号，但是平衡电阻这时需要考虑作为负载，原负载电阻反过来成为平衡电阻。
右图为使用两根同轴电缆的混合桥合成器，其中两个独立信号源工作时有同一负载R
L，平衡电阻R
0一端接地。当从一个单一源来的输出功率分配给两个独立的负载时，这个变换或合成器也能用作功率分配器，这种情况下原有的负载和两个信号源应断开。
上左图为同轴线双路合成器，当所有传输线有相同长度和R
s=Z
0=R
L/2=R
0/2时，在口1和口2有相同的振幅和相位的输入信号在频率高端匹配。在这种情况下，这两个输入口的隔离度可由下式计算：
式中，θ是每根传输线的电长度。为了改善隔离度，对称平衡电阻R
0应通过两根相等的额外的传输线相连，如右图所示。在口3和口4给出了最小反射系数的模：
使用两个铁氧体磁芯，可能实现全匹配和对称充分隔离的同轴电缆功率合成器，见下左图。这种合成器能有效用于高功率宽带VHF FM和VHF-UHF TV发射机中，这种情况下功率放大器具有输出阻抗R
s1=R
s2=Z
0/2，此时需提供平衡电阻和负载电阻R
0=R
L=Z
0，Z
0是等长度的电缆传输线的特性阻抗。
当宽频带不再是关键，可方便地使用环行混合桥，如右图。由于两根相邻传输线的内外导体交叉排列，它的总长度可降到λ。输入信号源之间的隔离与频率无关，在30%的频率范围内，隔离可超过20dB。对50Ω的源和负载阻抗，混合桥环可用四根75Ω特性阻抗λ/4波长的同轴线构成。
2. 同轴电缆巴伦：
巴伦，是英语“balun”的音译，由balanced（平衡）”的前三个字母“bal”与“unbalanced （不平衡）”的两个字母“un”组合而成，即平衡-不平衡变换器，是一种通过将匹配输入转换为差分输出而实现平衡传输线电路与不平衡传输线电路之间的连接的宽带射频传输线变压器，有多种结构。
1）扼流型巴伦：
a）单节λ/4扼流套巴伦：
用λ/4扼流套构成最简单的同轴线扼流套巴伦，它在同轴线外导体外面加一段λ/4长金属圆筒，圆筒下端与同轴线外导体焊在一起，上端开路，如下面左图。在中心频率，由于开口处呈现阻抗无穷大，因而阻止了电流的外溢，确保了天线两臂的电流相等，起到平衡馈电的作用。由于λ/4扼流套开口电容的影响，外溢电流并不是在套筒长度正好等于λ/4时最佳，而是长度为0.23λ时最佳。由于扼流套的长度与波长有关，所以频带窄。
b）双节对称扼流套巴伦：
为克服单节扼流套巴伦频带窄的缺点，采用双节对称扼流套，如上面右图。它以馈电点为参考点对称地加两节λ/4扼流套。中心内导体在上半部分变得与同轴线外导体一样粗，以保证对称结构。当偏离中心频率时，由馈电点向两个扼流套看进去的输入阻抗虽然对称，但并不呈现无穷大这时有电流I4流出，I5流入，但I4和I5大小相等方向相反。采用了双节扼流套，在较宽频带内都能保证对称天线两臂上载有大小相等流向相同的电流，因而是一种宽带巴伦。
c）用线圈和磁环构成的扼流型巴伦：
用线圈和磁环构成的扼流型巴伦，并不要求巴伦长度，结构简单紧凑，不仅适用于频率较高用同轴线馈电的对称振子，特别适用于同轴线馈电频率较低的对称天线。线圈构成的扼流型巴伦，就是把直接给对称振子馈电的同轴线绕成线圈，由于用同轴线外导体构成的线圈呈现高阻抗，因而扼制了同轴线外导体上的电流外溢。右图是把磁环套在同轴线外导体上，用磁环扼制同轴线外皮上的电流，该方法简单实用，而且具有宽带特性。
实测，在14~30MHz频段，把同轴线绕成直径203mm圈数4~7的线圈，就能扼制电缆外皮上的电流。在14MHz以下频率，可把电缆绕在高磁导率磁环或磁棒上，或把磁环套在同轴线外导体上，同轴线外导体表面的阻抗几乎与套在它上面的磁环个数成正比。在1.8~30MHz频段，只需要在离开馈电点305mm长同轴电缆的外导体上套上一个μ=2500~4000磁环即可，对 30~250MHz频段要用约25个μ=950~3000磁环；对大于200MHz频率，应使用μ=250~375的磁环。
2）分支导体型巴伦：
把与同轴线一样粗、长度λ/4的金属管或同轴线，底端与同轴线外导体短路连接，顶端与同轴线内导体相连，这样构成的装置称分支导体型巴伦。
由上图a可以看出，对称振子的左臂与同轴馈线外导体相连，对称振子右臂与分支导体相连。由于结构对称，输出端总存在平衡电压，因而同轴电缆的外导体上无电流流动，故平衡性与频率无关。但只有中心频率上，输入端呈现的阻抗才无穷大；偏离中心频率，就有一个由短路线形成的阻抗与负载阻抗并联，因此阻抗特性与频率有关。上面图c是飞机上使用的高度表天线，该天线使用分支导体完成对称振子的平衡馈电，并起绝缘作用。
为了减小测量场强用天线中巴伦的尺寸，常常把巴伦弯成环状，并在中间放入铁氧体，结构如上面左图。如果把分支导体巴伦仅弯成圆环状，不接振子天线，就变成上面右图的屏蔽环探头。
分支导体型巴伦的平衡性与频率无关，即长度不限于λ/4，通常把任意长度分支导体型巴伦称为无穷巴伦。在构成λ/2长四线螺旋天线时，就使用了无穷巴伦给自相位四线螺旋天线馈电，如上面 左图。同轴馈线外导体作为四线螺旋天线的一个臂，在馈电点与相邻四线螺旋天线中的一个臂相连，取决于极化方向，同轴线内导体在馈电点与剩余四线螺旋天线的两个臂相连。
为了提高分支导体型巴伦的阻抗变换比，可以采用两根同轴线，在不平衡端把它们并联，在平衡端把它们串联，就能得到1:4的阻抗变换特性。这种巴伦对电缆和圆柱体的长度并没有提出要求，因而是一种宽带巴伦，具体结构见上面右图。如果把三根或四根同轴电缆在不平衡端并联，在平衡端串联，就能得到1:9或1:16的阻抗变换比。
a）线圈式分支导体巴伦：
在用分支导体型巴伦给频率较低的对称天线馈电时，由于长度λ/4的分支导体长度太长，工程上很难实现，一种办法就是把分支导体型巴伦的同轴馈线及分支导体都绕成线圈，如下图。这种巴伦线圈的一半用细同轴电缆绕制，该线既是线圈的一部分又是不平衡线；线圈的另一半用普通导线绕制。在低频工作时，可以把线圈绕在铁氧体棒上；在高频工作时，线圈可以是空心的。A、B端接对称天线或平衡电阻，这种巴伦实质上是分支导体型巴伦的一种变形，阻抗比仍为1:1。
为了提高这种巴伦的变比，常采用右图的有变阻比的线圈式分支导体型巴伦，通过调整线圈的匝数比就能实现预定的阻抗变换比。
b）串联补偿分支导体型巴伦：
把分支导体型巴伦中的金属管换成一根开路同轴线，构成的巴伦称串联补偿分支导体型巴伦。下图为其结构、等效电路和归一化输入阻抗频率特性曲线。其中，补偿线特性阻抗Zb起控制巴伦输入电抗的作用，它能降低巴伦在中心频率附近的电抗值。改变Za和Zab的乘积，还能起到改变巴伦电抗的性质，在中心频率附近电抗为零，短路线的特性阻抗Zab越大，带宽就越宽。
把两个或三个串联补偿分支导体型巴伦在不平衡端并联，在平衡端串联，就能构成1:4或1:9宽带巴伦。
3）腔体型巴伦：
为了克服分支导体型巴伦频带窄的缺点，应尽量提高分支导体巴伦中短路线的特性阻抗，常常用一个谐振腔把分支导体与同轴线连接起来，构成腔体型巴伦，如下图所示。
上图是串联腔体巴伦，可以不带补偿线如图a，也可以带补偿线如图b。输出线可以是双芯平衡线，或者是对称的同轴线。串联腔体型巴伦与分支导体型巴伦的不同点在于，前者短路的特性阻抗与后者的不同。
下图为并联腔体型巴伦，其阻抗变换比为1:4，带宽可以做到25:1，是1:1的串联腔体型巴伦的4倍，特别适合给宽带高阻抗对称天线馈电，比如作为锥体螺旋天线的平衡馈电装置。
上面图a，不平衡输入线A的内导体与输出线D的内导体相连，所以A、D线同相，不平衡线A的外导体与输出线C的内导体相连，所以A、C线反相，可见输出线反相。由于馈电点的结构对称，因此经输入线A馈进来的电流等分到两输出线C、D上，完全符合巴伦平衡端要求等幅反相的条件。由于A、C、D线在馈电点并联，因此腔体与电缆线构成的短路线呈现的电抗为：
其中，d是腔体的内直径，b是同轴线的外径。在中心频率，X→∞。巴伦的输入阻抗仅是与C、D线相连的并联负载阻抗，由于两个负载阻抗相等，故阻抗变换比1:4。
上图是并联腔体型巴伦的另一种形式，平衡输出线C、D由一根在巴伦中心连接处外导体留有间隙的同轴线组成，不平衡输入线A、补偿线B也由一根在巴伦中心连接处外导体留有间隙的同轴线组成，把A、C线和B、D线的外导体分别连接起来。A线输入的能量靠耦合的方式传到由一对等幅反相不平衡线组成的平衡输出线C、D上。右图是等效电路。
4）Marchand巴伦：
这实际上是一种腔体型巴伦的改进结构，Z0是不平衡输入线的特性阻抗，Z1为长度λ/4的同轴线的特性阻抗，Z2是长度λ/4的同轴补偿线的特性阻抗，Z3是两端都短路的长度λ/4的同轴空腔的特性阻抗，Z4是长度λ/4的平衡输出线的特性阻抗。
把只有空腔Z
3的称为一型Marchand巴伦，把具有腔体Z
3和补偿线Z
2的称为二型Marchand巴伦。为了展宽工作频带，在平衡输出线与负载线之间串联了一段特性阻抗为Z
4的λ/4阻抗变换段，把同时具有腔体、补偿线Z
2和Z
4阻抗变换段的称为三型Marchand巴伦，有接近两个倍频程的带宽。在输入端又串联了一段特性阻抗为Z
1的λ/4阻抗变换段，把同时具有Z
1、Z
2、Z
3、Z
4的巴伦称为四型Marchand巴伦。电源内阻Z
0=50Ω，负载电阻R=100Ω，带宽比10:1，具有切比雪夫响应的Marchand巴伦的元件值和反射系数见下表：
| 型号 |
Z1 |
Z2 |
Z3 |
Z4 |
Γ/dB |
| 2 |
- |
21.0 |
241.0 |
- |
-9.5 |
| 3 |
- |
17.5 |
215.0 |
70.7 |
-12.4 |
| 4 |
60.5 |
20.0 |
250.0 |
76.0 |
-14.9 |
5）U形管巴伦：
下图为λ/2长U形管巴伦，实际上是一种移相式巴伦，主要由附加的半波长延迟同轴线组成，所以也称半波长巴伦。由于半波长同轴线弯成曲线像英语字母U，因此这种巴伦称为U形管巴伦。根据传输线原理，长线上相距半波长两点的电流或电压等值反相，设A点同轴线内导体相对地电位为+U，则相距半波长B点同轴线内导体相对地电位为-U，可见A、B两点结构对称，电流或电压等值反相，起到了平衡馈电作用。
U形管巴伦不仅起到不平衡-平衡变换作用，而且还具有阻抗变换作用，A、B两点间电位差2U。设同轴线内导体上电流I，显然输出阻抗Z
in=U/I=Z
0。由于同轴线内导体上的电流同时流到两个相等的通道A、B上，则I
a=I
b=I/2，由A、B点看进去的输入阻抗为：
可见，U形管巴伦具有1:4阻抗变换比。如果要用特性阻抗为75Ω的U形管巴伦连接输入阻抗为75Ω左右的半波对称振子，阻抗失配。为了实现阻抗匹配，可以采用图b、c所示的串联U形管巴伦，即附加了一段λ/4阻抗变换段，把AB点所呈现的75Ω阻抗经过特性阻抗为150Ω的λ/4阻抗变换段变换为A’B’处的300Ω，再利用U形管巴伦1:4阻抗变换特性就能完全实现阻抗匹配。
U形管巴伦由于只需要附加一段长度λ/4的软同轴线就能完成平衡馈电和阻抗匹配，因而在采用半波长折合振子的电视接收天线和通信天线中经常使用。
6）裂缝式巴伦：
裂缝式巴伦同U形管巴伦一样，也具有不平衡-平衡变换和1:4阻抗变换功能。下图是裂缝式巴伦的基本结构，它是在以空气为介质的硬同轴线外导体上开两条λ/4长的窄缝，对称天线的左臂与同轴线左半块外导体相连，内导体与同轴线右半块外导体相连；对称天线的右臂与同轴线的内导体及右半块外导体相连。这样连接，保证了对称天线两臂与同轴线外导体结构完全对称，另外这种对称性不随频率变化，因而实现了宽频带平衡馈电。
裂缝式巴伦由于采用硬同轴线制作，所以结构坚固，只要槽宽合适，在开口处把外导体削成喇叭状，就能承受大功率，故裂缝式巴伦特别适合给大功率、频率较高的对称天线馈电。
缝长与平衡无关，主要由匹配决定，所以通常为λ/4.但在作为反射面的馈源时，为了便于把缝隙式巴伦固定在反射板上，又对称附加了一段λ/4长的缝，缝隙总长达到λ/2，对称振子由中间引出。
7）板线式巴伦：
板线式巴伦实际上是裂缝式巴伦的一种改型，只要把裂缝式巴伦中的同轴线外导体变成两块平行板导体，就构成板线式巴伦，唯一不同点在于两块板线与内导体构成的特性阻抗Z0和两块板线的特性阻抗Zp与裂缝式巴伦开槽部分的特性阻抗不同。
当板形导体的宽度和间距均为w时：
式中，d为板线内导体直径。
板线式巴伦多用于带折合振子八木天线的平衡馈电和阻抗匹配。实践中发现，宽频带八木天线的输入阻抗呈容性，为了抵消输入阻抗的容抗，在板线式巴伦中装有短路片，移动短路片的位置就能补偿天线输入阻抗的容抗，达到阻抗匹配的目的。
板线式巴伦具有1:4的阻抗变换比，适合用于全波对称振子，但实践中发现，板线式巴伦也具有1:2变换比，即对75Ω馈线，负载为150Ω，对50Ω馈线，阻抗为100Ω，而且此情况下阻抗带宽最宽。板线式巴伦的频带特性比裂缝式巴伦宽，功率容量比裂缝式巴伦高，加上结构简单，易于生产，实际中得到广泛应用。
8）宽带同轴巴伦：
下图是用几节同轴传输线构成的1:4宽带同轴巴伦，其在7.5:1带宽比内VSWR<1.1，阻抗变换比1:4，能承受大功率。
图中可以看到，巴伦由三个内导体均串联了λ/4长开路支节的同轴线A、C、D及空腔B组成。同轴线A为不平衡输入线，平衡输出线同轴电缆C、D包含在长度为λ/4直径为d
7的圆柱空腔B内。同轴线C内导体中的λ/4长开路支节与空腔B在E点短路，同轴线D内导体中的λ/4长开路支节在F点与不平衡同轴线A中的开路支节相连，这三个开路支节构成的电抗X均串联在每一根同轴线的输入端。输入电流通过同轴线A的内导体流入，在F点等分成两路，一路由同轴线D的内导体流出，另一路由同轴线C的外导体流出。由于同轴线内外导体上的电流必然大小相等方向相反，因此同轴线C内导体上的电流必须向内流，正好与同轴线D内导体上的电流流向相反，因而满足了巴伦要求输出线电流大小相等方向相反的平衡条件。
上面右图为其等效电路，假定平衡负载阻抗150Ω，则平衡同轴线C、D的特性阻抗为75Ω，同轴线A的输入阻抗37.5Ω。采用级联的λ/4阻抗变换器，可以把37.5Ω变换到50Ω。一款实用的同轴巴伦，工作频带0.4~3.0GHz，VSWR<1.1，相对带宽152.94%。
9）渐变式巴伦：
渐变式巴伦，是把同轴电缆的外导体以渐变的形式逐渐切割掉，直到变成平衡双线传输线为止，变换段长度通常为最低工作频率对应波长的1/2，阻抗变换比1:1.5~1:5，在足够长的情况下带宽比可达100:1。
该平衡变换器实际上是一种渐变阻抗变换器，即其特性阻抗沿长度是连续变化的，并兼有平衡变换作用，是切比雪夫渐变线阻抗变换器的一种形式，如上图所示。在同轴线外导体上纵向切口，切口的张角按特定规律变化，以改变各点的特性阻抗，使通带内的反射系数按切比雪夫函数分布。右图是沿线特性阻抗变化示意图，设渐变线中点为坐标原点，两端±L/2的阻抗分别为Z
1和Z
2，若已知阻抗变换比Z
1/Z
2，通带内允许最大反射系数Γ
m以及下限频率的工作波长λ
max，可按下式求出渐变线长度：
利用有关图表曲线，可求出渐变线沿线分布的特性阻抗值，根据其与切口张角2a的对应关系，求出沿线张角的变化情况，最后采取适当工艺切除同轴线外导体的相应部分，可构成上图结构。这种结构工作带宽可达50:1，驻波比小于1.25:1，是一种将50/75Ω特性阻抗同轴线与100~200Ω对称阻抗匹配的宽带阻抗变换器。
这种变换器具有超宽带宽，但下限频率受到渐变线长度和通带内允许的最大反射系数的制约，上限频率主要受双线传输线辐射效应及同轴线内激励的高次模限制。
3. 传输线变压器：
1）传输线变压器构成的功分器：
另一种传输线变压器功分器：
传输线变压器组成的四路和三路功分器：
2）传输线变压器构成的耦合器：
下图是VHF/UHF窄带90度耦合器及幅频响应：
可以将两个窄带90度耦合器级联，也可以组成宽带90度耦合器：
4. 同轴线Wilkinson功分器：
下图是λ/4同轴线构成的功分器，适宜VHF/UHF使用：
