赵工的个人空间

特定性能结构的天线

1. 对数周期天线：
• 对数周期偶极子天线：
• 缩短尺寸的对数周期天线：
• 其他对数周期天线：
• 角齿对数周期天线：
• 在电子对抗中的应用：
2. 圆极化天线：
• 十字交叉偶极子天线：
• 微带圆极化天线：
• 螺旋天线：
• 非频变圆极化天线：
• 全向圆极化天线：
3. 八木天线：
• 缩短尺寸的二元八木天线：
• 交叉馈电八木天线：
• 多元八木天线：
• 对数周期八木天线：
• 高阻抗十二元八木天线：
• 由圆环构成的二十五元八木天线：
• 优化设计的多元八木天线：
• 其他八木天线：
4. 行波天线：
• V形天线：
• 菱形天线：

1. 对数周期天线：

对数周期天线是一种非频变天线，天线按照某一特定的比例因子τ变换后，仍然为原来的结构，这样出现在频率f和τf间的天线性能将在τf和ττf的频率内重复出现，以此类推，天线的电指标将在很宽的频率范围内作周期性变化。若能做到f~τf频带内天线性能指标变化很小，就有可能达到非频变天线的要求。等角螺旋天线是结构连续的自相似结构，对数周期天线则是离散的自相似结构。
对数周期天线是中增益宽带天线，带宽比为10:1，甚至到15:1。实用中有多种类型，有金属片结构或导线结构，共面或非共面的；电场极化可以是水平极化、垂直极化或圆极化；方向图可以为双向、单向或全向。除了短波、超短波中的应用，在微波波段还可以作为反射面或透镜天线的照射器、相控阵天线的辐射单元，在测向、电子对抗、电磁兼容测量中也有应用。

1）对数周期偶极子天线：

对数周期偶极子天线LPDA(Log-Periodic Dipole Antenna)是对数周期天线的基本形式，是把N个平行偶极子用双导线交叉连接而成，其相邻振子的长度和间距之比等于结构周期τ。

a）LPDA天线工作原理：
LPDA也可以看作是用扭转平衡传输线给不等长、不等间距平行直线偶极子馈电构成的共面线阵。信号源供给的电磁能量沿集合线传输，依次对各振子激励。只有长度接近谐振长度的这部分振子才能激励起较大的电流，向空间形成有效辐射，这部分振子为有效区域或辐射区；远离谐振长度的那些或长或短的振子上的电流都很小，对远场几乎没有什么贡献。也就是说，对某一个工作频率而言，各振子由于电尺寸不同而起着不同的作用，通常按传输区、辐射区和未激励区来阐述它们的作用。
传输区：是指从馈电到辐射区之间的这一段短振子区域，由于阵子的电尺寸很小，输入阻抗很大，顾振子上电流小，可忽略其辐射效应。这一区域主要起传输电磁能量的作用，振子输入端呈现很大的容抗，相当于一个小电容并联在集合线上。
辐射区：把长度在λ/2附近的4~6个振子及集合线的区段称辐射区，位于辐射区的振子能有效吸收从集合线传过来的能量，并向外辐射，工作频率变化辐射区的几何位置会前后移动，但距离顶点O以波长计的轴向距离却保持不变，或者说辐射区的相位中心与天线顶点O之间的电尺寸等于常数，与频率无关。实际上，短振子的长度和间距不能任意小，因此总要截掉一段，这样就使辐射区的相位中心到实际馈电点的电尺寸随频率变化。
未激励区：通常把长度稍大于或远大于λ/2的长振子及集合线的区段称未激励区。从集合线传过来的能量主要被辐射区吸收，经过辐射区，振子上的电流迅速减小到对辐射无贡献的地步，，虽对辐射无贡献，但该区域的存在减弱了终端效应。
b）LPDA天线的主要参数：
比例因子：比例因子计算公式：

其中n为振子的序号。τ的取值范围一般在0.80~0.95之间，最大值趋于1，最小值：

其中ɑ为天线虚顶角。
相邻振子的间距：相邻振子的间距计算公式：

间距不是独立分量：

间隔因子：间隔因子计算公式：

最佳值：

结构角：结构角是振子末端连线的夹角：

工作带宽：工作带宽计算公式：

其中B_s为结构带宽，计算公式：

B_ar为辐射区的平均带宽，当τ≥0.875时：

振子的长度：天线的带宽并非无限大，其有限长度限制了天线工作频率的低端；由于最短振子末端要接馈线，不可能把天线顶端延申到顶点，因而限制了高频端。引入截止常数K₁和K₂。
最长振子长度为：

最短振子长度为：

经验公式：

为了保证高频段的电气性能，也可以按下式选取最短振子长度：

一旦确定L₁的长度就能确定其他振子的长度：L₂=τL₁，L₃=τL₂，……
振子总数：振子总数计算公式：

LPDA天线的长度：天线的轴长为：

到虚顶点O的距离分别为：

c）LPDA天线的馈电及阻抗：
LPDA天线是由许多偶极子组成，由于偶极子是对称天线，所以必须用平衡馈线馈电。双导线是平衡馈线，因此LPDA多用双线传输线交叉馈电。为了使LPDA更好地工作，相邻偶极子与传输线交叉馈电，以实现180度相位延迟来维持端射的条件。对称振子的两个辐射臂与双线传输线交叉连接，必然使对称阵子的两个臂横向位移，这种横向位移仅在双导线的间距大于0.02λ时才会对性能产生影响。
实际应用中，通常使用同轴线为馈线，必须使用巴伦。在短波波段，可以使用传输线变压器巴伦；在VHF以上频段，往往采用如下图的无穷巴伦。具体方法，用两根金属管A、B作为集合线，把对称阵子的两个辐射臂交叉相接在金属管A、B上，在长振子的一端把一根细同轴线穿入并穿出金属管A，在F点把同轴线的外导体与金属管A连接，同轴线的内导体在F'点与金属管B相连；在长振子一端，将A、B金属管短路连接；B金属管为假同轴线，由于振子交叉连接在同轴线和假同轴线的外导体上，因而实现了用真假同轴线构成的双导线给LPDA交叉馈电。用同轴线给LPDA馈电避免了与辐射单元相互干扰。

另外，经常在长振子一端集合线末端接长度小于λ/8的短路支节、短路板或阻抗元件来减小电磁波在末端的反射，以改善低频段的阻抗匹配。如果要增加LPDA天线在低频段的前后比，把最长的偶极子不馈电并向后移动到距离前一个偶极子0.15~0.25λ处，类似八木天线的反射器。
LPDA的特性阻抗为：

其中，偶极子平均等效特性阻抗为：

其中L_n为偶极子长度，2a为偶极子直径。实际制作时，振子导线半径往往并不会等比例，各振子的Z_a不相等，就要按上式计算出最大值和最小值，按几何平均数求出平均值。
集合线经振子加载后的有效特性阻抗：

求出了Z₀就能选择馈线和巴伦。在VHF频段，应使Z₀=100~200Ω，以便与同轴线匹配；在HF频段，用Z₀=250~450Ω的双线传输线作为馈线。往往不能按比例选取偶极子的直径2a，而使用等直径。
其中每条短偶极子的容抗X：

其中K为相移常数2π/λ，Z_a为偶极子的平均等效特性阻抗。
未加载集合线通常使用平行金属管制作，特性阻抗为：

其中，D为双金属管中心间距，d为单金属管直径。当D>>d时，简化为：

这样，集合线的间距和线径之比就变成：

求出了Z₀，就能确定D/d，选d就能确定D，集合线尺寸就确定了。集合线上的电流也会辐射，但它们靠得很近，其上电流幅度相等相位相反，远区场相互抵消。集合线中同轴线的内导体和假同轴线之间的接线在高频时会引起波束向假同轴线方向偏转。集合线间距以小于0.04λ为宜，但在大功率设计时需考虑电压击穿问题。
d）LPDA天线阵的设计：
①根据需要查设计图表得到τ和σ：LPDA天线阵的增益主要由τ和σ决定，对给定的方向系数D有多种τ和σ组合，利用图表只能确定一组。σ一定时，τ越大方向系数D越大，但τ大就需要使用更多振子，使天线加长；当τ一定时，σ有最佳值，通常选0.05~最佳值之间。通常取τ=0.8~0.95，σ=0.08~0.15，对最佳σ，在0.8`1之间的每个τ值，增益都最大。
已知增益G，也可以选择τ和σ。计算和实测都表明，振子长度与直径的比L/2a对增益有一定影响，比值在50~1000范围内，比值每减小一半，增益提高0.2dB，加粗振子对提高增益和阻抗匹配都有利。设计LPDA的最佳数据：

D/dBi	7.0	7.5	8.0	8.5	9.0	9.5	10.0	10.5	11.0
τ	0.782	0.824	0.865	0.892	0.918	0.935	0.943	0.957	0.964
σ	0.138	0.146	0.157	0.165	0.169	0.174	0.179	0.182	0.185
顶角ɑ/2	21.55	16.77	12.13	9.29	6.91	5.33	4.55	3.38	2.79

②由给定的频率范围和选定的τ和σ求出LPDA天线的结构尺寸。
③利用一些图表和公式计算LPDA天线馈线的相关参数和尺寸。
e）一些设计实例：
470~890MHz频段增益8dBi电视天线，用75Ω同轴线馈电：
查表得到τ和σ分别为0.865和0.157，顶角ɑ=24.26
计算得到B_ar=1.75，B_s=3.31，N=9.25取9
K₁=0.56，L₁=357.6mm，L₂=309.1mm，……，L₉=112mm
d₁=112.2mm，d₂=97mm，……，d₈=40.6mm
总长742mm
用2a=10mm铝管制作，Z_a最大值159最小值19.9，几何平均值56.25
集合线特性阻抗179.74，尺寸2D/d=4.47，选d=4mm，D=8.9mm

2）缩短尺寸的对数周期天线：

缩短对数周期天线尺寸可以采用各种形式的集中和分布电感加载、末端加载、折叠单元、电容馈电系统等。

上图是用折叠单元构成的缩短尺寸的对数周期天线,80~5GHz单极化LPDA，增益6±1dBi，把几个长振子向前弯曲。也可以把尺寸较大的几个振子向后向内弯折减小尺寸。

上图是末端加载的缩短LPDA，上面是末端使用菱形加载，下面是使用T形加载，右侧则是无加载的尺寸，进行了对比。

上图是缩短尺寸印刷对数周期偶极子天线，短波中经常使用线型三角形振子，或在最长的几个振子中加感来缩小尺寸。

可以把LPDA作为电磁兼容测试天线，上图为20~300MHz范围，把折叠线型三角形作为偶极子的一个臂能明显降低天线的谐振频率，图中在低频段把顶角为60度的折叠线型三角形作为偶极子的辐射臂，而高频段仍采用普通LPDA。
双脊波导型缝隙的谐振频率同样长度的缝隙低，双脊波导型偶极子比线性偶极子具有更低的谐振频率。

上图分别是普通缝隙、双脊波导型缝隙和双脊波导型偶极子，下图则分别是双脊波导型偶极子在不同参数时的缩短因子，这是把同样长度的直径/长度=0.03单极子和双脊波导型单极子安装在同样大小的地板上，分别测量其输入阻抗比较第一个谐振频率得出的。B/A=0.3，D/B=0.1，S/A=0.5，缩短尺寸单极子输入阻抗约20Ω。

用双脊波导型偶极子构成的缩短尺寸LPDA有印刷电路型和线型两种，也可以在高频段采用普通偶极子而在低频段使用双脊波导型，两种混合使用。

形式	ɑ	τ	B/A	S/A	D/B	缩短	缩短LPDA		普通LPDA
							HPBW-E	HPBW-H	HPBW-E	HPBW-H
1	10	0.91	0.2	0.5	0.06	35%	63	94	56	80
2	14	0.88	0.2	0.5	0.06	35%	66	108	60	98
3	20	0.86	0.15	0.5	0.06	30%	70	125	63	107
4	26	0.80	0.13	0.5	0.06	30%	75	135

因此，τ相同，ɑ增加，结构变短，但HPBE变宽，因此增益降低，对输入阻抗的电阻分量影响不大但电感分量增加。
在低频段，波长较长，要满足偶极子的λ/2谐振长度使天线尺寸变得非常庞大，很难实现。利用镜像原理，把偶极子变成单极子就能使长度减小一半，再把许多单极子按照对数周期天线的原理组成对数周期单极子天线阵LPMA(Log-Periodic Monopole Array)可克服LPDA尺寸大的问题。
下图是由许多垂直于地面上的单极子构成的LPMA，单极子的长度及之间间距按对数周期原理确定，每个单极子下端都要接在作为双导线传输线的一根金属管上，金属管的镜像构成另一根双线传输线。于水平金属管相接的还有许多水平线，把水平线与它的镜像构成的开路传输线称为开路支节，开路支节位于相邻单极子的几何中心，假定最长单极子长度仍然使用L₁表示，位于最长单极子L₁前面的开路支节长度为L₁乘以τ的平方根。

LPMA也在最短极子一端馈电，但在水平传输线和地之间馈电，开路支节呈现的电抗X：

其中z₀为开路支节的特性阻抗，l为开路线的长度。由于支节和单极子都呈对数配置，因而有宽频带特性。LPMA设计参数主要有τ和ɑ，此外还有开路支节的特性阻抗z₀和传输线特性阻抗Z₀。LPMA馈线的输入电阻为：

其中Z_am为单极子的平均等效特性阻抗：

其中h为单极子高度，2a为单极子直径，Z₀为传输线特性阻抗。
为了在宽频带内实现低VSWR，最好使用z₀/Z₀在1.6~2范围内的值，不要使用大于2的值。实验发现，让支节的顶角稍稍小于单极子的角，可以使VSWR最佳。

上图是3~30MHz短波的对数周期单极子天线阵，采用不平衡馈线馈电，单元之间附加的网络与馈线串联，用附加网络产生单元之间所需要的附加延迟相位。单极子对数周期天线可以使天线高度降低一半，但却使天线增益下降，特别是高频段增益下降，而且需要地网，特别是靠近天线前端需要大的地网，使成本增加。

上图是混合偶极子构成的对数周期天线，包括三种极子，前端I区是普通垂直极化LPDA，保证了高频段的增益；II和III区由不对称偶极子组成，II区的不对称偶极子的下辐射臂加载，选择的电容量要确保下辐射臂的等效长度为这个单元在谐振时的λ/4；III区不对称偶极子除了下辐射臂加载电容，还把上辐射臂向后倾斜水平弯折。2~30MHz的二十六元对数周期混合偶极子天线阵，加载电容16~400pF。右图为另一种用V形线连接偶极子上辐射臂来降低偶极子长度的方法。

为了降低高度，还可以把偶极子的长度从两端弯折成水平，如上图。

上左图是垂直极化对数周期天线最短单元0.37m，最长单元弯折成高度1.83米，弯折部分每段0.914m，用于45~225MHz。右图是五单元垂直对数周期天线，有五根地线，用于3.7MHz，增益8dBi。

3）其他对数周期天线：

下图是对数周期环天线LPLA(Log-Periodic Loop Antenna)，这种方法可以缩短天线横向尺寸到2/π，且谐振环天线增益比偶极子天线高1.5dB。

用b、a、d分别表示环半径、环导线半径及环间距，满足的对数周期关系为：

LPLA仍然使用双导线交叉馈电，为提高增益并减小后向辐射，要通过巴伦把连接LPLA的馈线与同轴线相连，且要把顶点靠近地面。
如果顶角很小，τ接近1，天线的方向系数就比较大。六元LPLA的设计参数为：τ=0.84，σ=0.149，ɑ=30°。右图是2.3GHz方向图，HPBW=36°，前后比18.8dB，在2~3.25GHz带宽内G≥10dB。

上图为双三角环构成的对数周期天线，天线为垂直极化，用多个垂直放置的双三角环按对数周期原理就可以构成水平极化双三角环对数周期天线阵。仍然使用双导线交叉馈电，参数选择τ=0.88，最佳σ为0.2435~0.052τ。

上图为折合振子构成的对数周期天线，图a为普通型，下面为新型，右图为天线阵，其中每一对λ/2长折合振子的折合臂均与位于双导线馈线中间零电位的金属管PQ连接。折合振子1的左馈电臂与馈线F相连，右馈电臂与馈线F'相连，相邻折合振子2要交叉馈电以与振子1反相，折合振子2的左馈电臂与F'馈线相连，右馈电臂与F相连。折合振子的阻抗比偶极子高，采用不等直径的交错折合振子，通过调整直径比可以达到调整阻抗匹配。

上图是高仰角HF水平极化对数周期天线，靠近地面架设，用绝缘拉线悬挂固定在支撑杆上，水平环可以是正方形或三角形。从周长最小的一个角上，用双导线馈电，环由下到上平行位于地面上形成一个倒锥形，每个环周长约1.05λ，每一个环距地面高0.05λ，这个λ是这个环对应的谐振频率的波长，相邻环距离地面高度之比H_x:H_x+1为常数R。

上右图是对数周期八木天线，把对数周期和寄生单元组合，可以构成对数周期八木天线，这里加入了引向器。在3.5~4MHz内，天线增益≥5dBi，VSWR<1.6。

上图为倒V形对数周期天线，用于7~10MHz，辐射单元为V形，可以挂在两个杆上。天线末端比中间低，中间到地的距离为12~18m，天线增益8~5dBi在频率7~10.3MHz。

上图为在介电常数3.2厚1.52的基本上制作的双面印刷LPDA天线，天线尺寸关系：

由于在介电常数3.2的基板上制作，偶极子长度要缩短约20%，长度经验公式：

选τ=0.88，设计的四元2GHz频段的LPDA天线尺寸：

单元	频率/GHz	L/mm	W/mm	S/mm
1	2.93	38.84	2.04	31.80
2	2.58	44.14	2.32	18.92
3	2.27	50.16	2.64	21.50
4	2.00	57.00	3.00	24.43

八元2GHz频段的LPDA天线尺寸：

单元	频率/GHz	L/mm	W/mm	S/mm
1	4.89	23.29	1.22	18.88
2	4.30	26.47	1.39	11.34
3	3.79	30.08	1.58	12.89
4	3.33	34.18	1.80	14.65
5	2.93	38.84	2.04	16.65
6/7	2.58	44.14	2.32	18.92
8	2.27	50.16	2.64	21.50
9	2.00	57.00	3.00	24.43

四元和八元双面印刷LPDA的S11<-10dB的相对带宽分别为82%和65%，增益6.5dBi，前后比8dB。

4）角齿对数周期天线：

将LPDA天线的集合线分开，可以变成角形直线齿对数周期天线。

为了保持非频变特性，集合线的延长线必须在虚顶角相交，夹角φ把天线分成两半，因为平面尺寸增加，H面波束宽度变窄，因此控制夹角φ就能控制天线的方向图的和增益。当φ=0°时，就变成普通LPDA；如果φ=180°，就变成双向方向图的平面直线齿对数周期天线。角齿有金属片型、梯形齿线和三角齿线，还有圆弧形和直线形。
a）齿片型对数周期天线：

齿片型对数周期天线如上图，结构参数有τ和σ，以及描述齿片特性的角度ɑ、β、γ、δ。同侧相邻齿片距离之比等于周期率τ：

σ确定了齿片宽度：

如果

天线特性具有周期性。
因为β+γ=180°，β+2δ=ɑ；如果ɑ=γ，β=δ，则ɑ=135°，β=45°。此时天线两臂上的齿和槽的尺寸互补，构成自补天线结构，如果齿和槽的相对宽度相等：

齿片的主要作用是抑制天线面上的径向电流，并且使齿片上的横向电流远大于径向电流。在天线顶端馈电时，电流将沿着结构的径向方向传输，因小齿片是电小的，基本不参与辐射，故称传输区；当齿片长近似λ/4时，将在齿片上激起很大的横向电流，并向空间形成有效辐射，称辐射区；其后的长齿片，电流急剧缩减，辐射很低，称未激励区。频率改变厚，辐射区沿结构的径向方向移动，当移动到结构边缘时，辐射区因受限而使电性能恶化，从而限制了工作带宽。最长齿长约为最大波长的1/4，最小齿长约为最小波长的1/4。

为获得单向辐射，可改变两齿之间的夹角，使φ<180度，齿的边缘也由弧线改为直线，就变成上图的直齿片型对数周期天线，结构参数τ、σ、ɑ、β、φ，通常取σ为τ的平方根，天线最大辐射方向沿着φ角平分线指向馈电方向。在ɑ=90°，β=15°，τ=0.5条件下，φ=180°时方向图呈双向，φ=60°和45°时则为单向辐射。
齿片型对数周期天线输入电阻随频率变化，在史密斯圆图上为一组离散点，用一个中心位于零电抗上的圆将这些值包围在内，该圆与零电抗线的交点即为输入电阻摆动的最大值R_max和最小值R_min，把二者的几何平均值作为R₀，把二者比值的平方根定义为VSWR：

下左图是R₀和VSWR随φ和ɑ的变化曲线，R₀随φ减小或ɑ角增加而减小，除φ很小外VSWR均小于2。对常用的15~90度φ角，由于R₀=100~200Ω，所以常用兼有阻抗变换作用的渐变型巴伦作为馈电，在50:1频带范围内VSWR<1.3。

为了在宽频带范围内实现全向水平面方向图，把两个φ=180度平面齿片型对数周期天线交叉安装，为了获得90度相差，可让一个结构的尺寸是另一个结构尺寸的τ的四次方跟，如图。
b）梯形齿线对数周期天线：
结构上把齿片由圆弧变成直线，会给加工制作带来很大方便，这种结构上的简化对电性能影响很小。金属片结构适合较短波长，但在米波及超短波使用时金属片太庞大。由于大部分电流都集中在金属片的边缘，因此可以将齿片中间的导体挖掉，对天线性能影响不大，或者使用金属导线来代替金属片，齿的边缘用细导线，这种类型称为梯形齿线对数周期天线。

梯形齿线对数周期天线结构简单、重量轻、风阻小、成本低，与齿片型电性能类似，参数：

根据梯形齿线对数周期天线的要求，可以利用下表进行设计，得到τ就能确定其他参数。

τ	仰角φ	半顶角ɑ/2	HPBW-E	HPBW-H	D/dB	SLL/dB
0.63	15	30	85	153	5.0	-12
0.63	15	37.5	74	155	5.6	-12.4
0.71	15	30	70	118	7.0	-17.7
0.71	15	37.5	66	126	7.0	-17.0
0.63	22.5	30	86	112	6.3	-8.6
0.63	22.5	37.5	72	125	6.6	-11.4
0.71	22.5	30	71	95	7.9	-14.0
0.71	22.5	37.5	67	106	7.6	-14.9
0.77	22.5	30	67	85	8.6	-15.8
0.84	22.5	22.5	66	66	9.8	-12.3
0.84	22.5	30	64	79	9.1	-15.8
0.63	30	30	87	87	7.4	-7.0
0.63	30	37.5	73	103	7.4	-8.6
0.71	30	30	71	77	8.8	-9.9
0.71	30	37.5	68	93	8.1	-12.8

可以看出，夹角φ变大，H面NPBW变窄，但副瓣电平SLL变大。天线方向系数D随τ增加而增加。下图是非平面梯形齿线对数周期天线，在ɑ=75°，β=0，φ=45°，τ=0.5，R₁=127.5mm情况下，非平面梯形齿线对数周期天线的E面HPBW=67°，H面的HPBW=106°，前后比15dB。

随着τ的增加，E面和H面半功率波束宽度均减小，增益增加；H面HPBW随φ角减小而变宽，但E面基本不变；输入电阻随φ角减小而减小。

φ	60	45	30	7
R0	120	110	105	65

c）三角齿线对数周期天线：
齿线也可以为三角形，只要齿的比例不变，齿的形状并不重要。三角形齿线更容易制作，而且减小了相互耦合，特别是在频率低时。

三角齿线对数周期天线是从馈电点开始由一系列由小到大的三角齿构成，各三角齿线振子分布在集合线两侧，由于没有交叉馈电结构，因而具有架设简单等优点。三角齿线对数周期天线的主要设计参数为τ、σ和φ：

其中ɑ为角齿的顶角。可以导出以下关系式：

其中：

L''为较短的线段，L₁为最长的线段，通常L₁略大于0.5λ，L_n应小于0.2λ，以保证在最低和最高频率时天线性能不至于恶化。
三角齿线对数周期天线设计时，ɑ越小，τ就越大，天线结构会越庞大，天线增益越高；ɑ和τ要适当组合，否则会使方向图畸变，通常ɑ=14~40度，τ=0.65~0.90。
三角齿线对数周期天线为端射式宽带天线，最大辐射方向沿夹角φ的平分线并指向馈电端，其相位中心位置主要与三角齿线的顶角ɑ有关，与两齿片之间的夹角φ关系不大，当φ=30度时相位中心落在夹角φ的平分线上。三角齿线对数周期天线的E面相位中心与H面的相位中心不重合。
三角齿线对数周期天线的阻抗与馈电区角齿的多少有很大关系，理想情况下馈电区应包含无限个角齿，实际无法实现，需要采取补救措施：从馈电点到对数周期天线结构始端的距离要短，也就是最短齿长L_n越短越好；从馈电点到对数周期天线的过渡区要平滑，馈电点到最小角齿之间最好用三角形金属线环构成。三角齿线对数周期天线的输入电阻125~170Ω。

上图是短波三角齿线对数周期天线，为了架设方便，将三角齿线非共面架设在集合线两侧，结构参数τ=0.86，ɑ=43度，在2~30MHz内增益6~10dBi，水平面HPBW=80~100度，水平极化，适合3000km内的短波通信。
为了保证馈电点到角齿结构之间过渡区的平滑，使用了一段由垂直角齿和垂直馈线组成的锯齿状结构。由于角齿都位于垂直馈线的同一侧，因而它们的辐射因相位反相而相互抵消，主要作用是传输能量。在整个短波波段内，输入电阻约270Ω，通过宽频带阻抗变换器与特性阻抗为50Ω的同轴线连接，使驻波比小于2。

5）在电子对抗中的应用：

a）超宽带跳极化天线：
电子对抗中，要能识别敌方的极化方向，接收天线要具有全极化性能，使用两个完全相同成90度的平面紧凑低轮廓对数周期天线，再利用合适的开关网络及90度相移电路，就能实现全极化。

使用齿片型对数周期天线，然后绕原点旋转90度，成为四臂平面对数周期天线。为了单向辐射，用填充吸波材料的空腔把后向辐射吸收掉。用印刷电路渐变巴伦完成平衡-不平衡转换。下图是天线及馈电网络。实测在2~18GHz内，VSWR<3，增益大于5dBi。

提高有单向方向图双极化平面对数周期天线增益是使用带有对数周期台阶式反射器或角锥反射器。

下图是200~2000MHz带有对数周期台阶式反射器的平面对数周期天线。

b）由六个印刷对数周期天线构成的宽带测向天线：

上图是由顶点均匀渐变的印刷偶极子构成的对数周期天线，每个偶极子的两个辐射臂，一个位于PCB正面，另一个位于反面，半顶角4.96度。所有偶极子都采用容性加载折叠臂，单元长度0.3λ就相当于0.5λ的单元长度。六个印刷对数周期天线阵可以由三块梯形PCB制作，每块板两个，两个对数偶极子之间可适当在PCB上开缝隙。

每个对数周期偶极子天线阵都是在最短的偶极子一端使用同轴线馈电，把一根同轴线和一根假同轴线焊接在正反面对称振子的中心线上，把同轴线的内导体焊接在假同轴线上。六个对数周期偶极子天线的电轴与每个天线馈线之间的夹角必须相同，且必须保证天线的辐射区处在近似一个波长的圆周上，以便能更好地实现电轴偏离35度的左旋和右旋圆极化。
为了测向，六个天线之间必须有一定相差，以便能产生左、右圆极化和模与差模，六个天线相邻单元之间必须使用等幅±60/±120度相差馈电，馈电网络由两个90度3dB电桥、五个0~180的3dB电桥和两个0~180度的4.77dB电桥组成。
在最大辐射方向，和模增益10dBic，且与频率无关，另外和差模左右旋圆极化天线的相位中心与工作频率相关。在频率高端，相位中心靠近顶点，随工作频率降低，天线相位中心逐渐移向底部。天线有非常低的后瓣，前后比达30dB。上右图是用介电常数3.9厚0.1mm基板制作的半径95mm高256mm的圆柱形LPDA测向天线，用50Ω微带线馈电微带传输线的地很窄，相邻辐射单元交叉连接在微带线上，τ=0.89，ɑ=34度。天线只在390~720MHz频段有低VSWR，由于圆柱形LPDA高低频段辐射单元靠得很近，低频振子对高频振子造成了影响。

2. 圆极化天线：

任意天线辐射及接收的电磁波都是椭圆极化波，极端情况是线极化波和圆极化波。线极化波易受气候、环境、载体运动等因素的影响而带来极化偏转损失甚至失效，而圆极化波的极化偏转损失较小，并且遇到反射物后会产生极化反转。因此，在无线通信中，特别是卫星通信中，常利用圆极化波的这些特殊性质来对抗雨、雾、电离层以及多经效应等因素对电磁波传播的干扰，圆极化天线也就在很多方面获得了应用。
无线通信也对圆极化天线提出越来越高的要求，如宽频带、小型化、高增益等，一系列新型的圆极化天线得到发展。

1）十字交叉偶极子圆极化天线：

十字交叉偶极子天线也称为十字振子天线，具有结构紧凑、工作可靠的特点，可形成比较宽的辐射方向图，在飞行器上有很多应用。十字交叉偶极子天线实现圆极化的方式有两种，一种是通过一对不同长度的正交偶极子天线实现自相移结构的圆极化天线；另一种是通过一对相同的偶极子正交，通过相移网络馈点来构建圆极化天线。自相移的十字偶极子天线结构简洁，但带宽较窄；移相网络形式的十字偶极子天线结构要复杂一些，但圆极化带宽较宽，并且通过结构的改进可以实现3:1以上的圆极化带宽。
①十字交叉偶极子天线原理：
十字交叉偶极子天线就是将两幅外形一样的线极化偶极子天线交叉组合呈十字形，从而构建成正交线极化形式的天线，通过两个端口分别输入不同的线极化形式，若将两个端口通过一个2路合路器组合起来，并对其中的一路进行90°移相，便能实现圆极化辐射，这就是移相网络式十字交叉偶极子极化天线。

还有一种自相移结构的十字交叉偶极子圆极化天线，是在同一副交叉偶极子上实现不同的谐振模型来实现圆极化，结构简单。辐射振子本身取不同长度时，上面的电流会表现出不同的相位。当细对称振子的电长度接近λ/2时，其输入阻抗近似为纯阻，加激励电压时，馈电处电流的初始相位可认为是0°；若振子电长度小于λ/2，其输入阻抗会表现为容性，馈电处电流初始相位对0°表现为超前性；若振子电长度大于λ/2，其输入阻抗会表现为感性，馈电处电流初始相位对0°表现为滞后性。因此，如下图正交放置的两对振子同时馈电时，适当地调节两对振子的长度，可使其上电流相位差正好满足90°，两对振子相对于馈电点的不同摆放位置，可以产生左旋或右旋圆极化辐射。
十字交叉偶极子圆极化天线在不带底板时表现为双向辐射特性，加入底板后由镜像原理相当于加入平行于反射板的电流源。振子距反射板的高度变化时，天线的增益和波束宽度都会随之变化。理论上，当高度接近λ/4时，反射波与直射波在同侧表现为同相叠加，场的能量最集中。随着高度的增加，波束宽度逐渐加大，能量向四周低仰角方向集中，这对看重低仰角增益的应用很有利。十字交叉偶极子天线的四个臂下倾可使波束展宽，波束宽度会随下倾角的增大而增加，可改善上半空间方向图的平坦度。
②印刷自相移十字振子天线：
下面左图是一种常规的印刷十字交叉偶极子天线结构，通过添加反射板实现了天线的定向辐射，寄生环结构可以提高天线的辐射增益，电抗性负载的引入有利于改善天线的轴比性能，天线具有很高的辐射效率，结构紧凑、质量轻。

上面右图是一种小型化印刷十字振子天线结构，使用两个加载金属片实现相位延迟。天线采用了两个正交、长度不相等的偶极子，馈点方式为同轴探针馈点，并且不需要引入匹配网络。通过相位延迟金属片可以产生两个谐振模式用于圆极化辐射，偶极子天线的臂为曲折线，可以实现天线的小型化设计。
天线刻蚀在FR4介质板的两侧，介质板尺寸60×60mm。半波长偶极子天线是一个线极化结构，两个偶极子天线共用一个正方形金属片。正方形金属片刻蚀在介质板的两侧，位于中心位置，用于匹配输入阻抗。偶极子天线的一个臂位于介质板的上面，另一个臂位于背面，每一个臂都是曲折线，可以减小天线的尺寸。产生圆极化需要一个90°相位差，这个相位差可以通过选择不等长正交偶极子臂的长度来实现，而两个矩形金属片位于短偶极子臂的背面，也可以起到相位滞后的作用。
图中天线，频率范围905~935MHz，3dB轴比绝对带宽30MHz，相对带宽约3.3%。
③宽带十字交叉偶极子圆极化天线：
随着兼容多模系统的要求，对圆极化天线的工作带宽也提出更高的要求。对十字交叉偶极子天线的频带拓宽可以通过加宽振子臂宽、引入振子臂的不连续结构、增加顶部寄生单元等多种手段来实现。

上图是一种0.4~1.2GHz的宽带十字交叉偶极子天线，由两个正交排列的偶极子天线组成，用90°电桥提供两路输入一路输出功能。

2）微带圆极化天线：

微带天线是在带有导体接地板的介质基片上敷导体薄片而形成的天线，重量轻、体积小，易于馈电。微带天线的辐射是由微带天线导体边沿和地板之间的边缘场产生的。

在激励主模情况下，传输线电场仅沿约为半波长的贴片长度方向变化，辐射基本上是由贴片开路边沿的边缘场引起的，在垂直于结构表面的方向上辐射场最强。两开路端的水平分量电场可以等效为无限大平面上，相距λ_g/2，同相激励的并向地板以上半空间辐射的两个缝隙，缝隙宽度近似等于基片厚度h，长度为W。如果介质基片中的场同时沿宽度和长度方向变化，这时微带天线应该用辐射元周围的四个缝隙的辐射来等效。
用微带天线产生圆极化波的关键是产生两个方向正交、幅度相等、相位相差90°的线极化波，微带中存在何种模式完全取决于贴片的形状和激励模型。对微带天线的圆极化技术主要有单馈和多馈两种方法，单馈实现方式主要有切角、表面开开槽、准方形或近圆形来实现；多馈方式由馈点网络来实现圆极化工作条件，常常用T形分支、Wilkinson移相功分网络或3dB电桥等。
①单馈点探针馈电方式圆极化微带天线：
形状规则的单片微带天线由一点馈电可产生极化正交、幅度相等的两个简并模，但不能形成90°相位差。为在简并模之间形成90°相位差，可附加一个简并模分离单元，使简并模的谐振频率产生分离，天线的工作频率选在两个谐振频率之间。当简并模分离单元大小选择合适时，对工作频率而言，一个模的等效阻抗相角超前45°，另一个模的等效阻抗相角滞后45°，这样其远区辐射场就形成了圆极化辐射。下图为单馈点圆极化微带天线的一些形式：

上面一排把馈电点F设定在x轴或y轴上，称为A型；下面一排将馈电点F设定在对角线上，称为B型。无论哪种形式，都需引入简并分离单元微扰来实现圆极化辐射，在正方形贴片上切去或增加的部分即为简并模分离单元。使微带天线面积减小的简并分离单元符号取为负，使微带面积增加的简并分离单元符号取正。馈电点与简并单元的相对位置决定了极化方向，上图给出的是右旋极化的微带天线形式，若将馈电点位置移动至y轴的相同位置或将馈电点以x轴为对称轴移动至对称位置，则为左旋极化方式。
单馈点有常用的探针馈电方式、微带直接馈电方式和口径馈电方式。

a)方形切角圆极化微带天线：
下图是一种改进型切角圆极化天线，辐射贴片为正方形，并在对角线位置进行了切角以实现圆极化辐射，同时辐射贴片上还增加了两个矩形支节，可以改善天线的阻抗匹配特性。天线的中间支撑柱采用了金属圆柱，增加天线的结构强度，对天线性能不会产生影响。

图示天线辐射右旋极化波，将大拇指指向天线辐射方向，四指从距离馈电点近的切角指向距离馈电点远的切角，如果满足右手螺旋法则就表现为右旋极化，反之为左旋极化。仿真优化参数，W_g=89.2，h=4.6，L₁=42.4，L₂=L₃=10.8，L₄=4，L₅=6.4，L₆=26.6，L₇=10.2，单位mm。轴比小于3dB频率范围2.4575~2.532GHz，VSWR<1.8。
b)缝隙加载单频段圆极化微带天线：
下图为加载了十字交叉缝隙的单馈点探针馈电的微带天线，十字交叉缝位于正方形贴片第一象限的中心，可以产生圆极化辐射，并可用于阻抗匹配改善，同轴探针位于z轴，垂直于正方形贴片。

正方形贴片长度78mm，地板90mm，天线印制在4.572mm厚的RO4003C介质板上，介电常数3.48，损耗角正切0.0027。同轴探针馈电点位于x轴，距离原点12mm，可用作RFID读写器天线。
当缝隙宽度为7mm时轴比最小，天线尺寸仿真参数，L=78，x₀=12，s=19.5，缝隙长度37，缝隙宽度7，单位mm。10dB回损频率范围904.0~922.0MHz，带宽18MHz；3dB轴比频率范围908.0~914.0MHz，带宽6MHz。
c)缝隙加载双频段圆极化微带天线：
实现单馈电双频段圆极化天线的单馈点方法主要有两种，一种是使用层叠方式，用两片对应着不同谐振频率的圆极化贴片层叠起来形成双频辐射，但这种方式通常会引入多层甚至多种介质，加工不便；另一种方法就是开缝，通过改变贴片各种模的场分布，从而得到双频圆极化特性，这种方法结构简单易于加工。

上图天线在圆形缺口贴片上开环形缝，形成了对应较低谐振点的外侧圆环贴片部分和对应较高谐振点的内侧圆形贴片部分，两部分互相嵌套，从而实现双频特性。天线馈电点位于内侧贴片上，外侧贴片通过与内侧部分相连的金属条带获得激励，仅需一个馈电点就可以实现两部分激励。在内外侧贴片上分别开成对的微扰缺口，在两个频段上均辐射圆极化波，内外侧缺口呈正交位置，以获得低端与高端谐振频率处不同的圆极化旋向，从而辐射双频双圆极化波。
天线通过设置在内侧贴片旋转45°位置的探针馈电，外侧贴片通过与内侧贴片在±45°、±135°位置相连的四条窄金属带条获得激励。贴片所在介质基片与底板之间的空气层厚度h，介质厚度t，外侧辐射贴片外径R₁，内侧贴片直径R₂，两辐射贴片之间环形缝隙宽为d，连接内外层贴片间的窄金属条宽度1mm，内外贴片上缺口宽度分别为s₁、s₂，深度分别为p₁、p₂，馈电点与中心点距离r。选用FR4为介质基片，厚度t取2mm。天线在两个频带的轴比带宽很尖锐，仅可作为低端±5MHz、高端±10MHz的窄带使用。
d)支节加载圆极化微带天线：
下图是一个由PIFA结构、正方形地和位于拐角处的箭头形状的支节组成的宽带圆极化天线，这种结构可以使得阻抗匹配带宽和轴比带宽都很宽。阻抗匹配带宽主要依赖于PIFA的长度，而轴比带宽主要由箭头形支节决定。

天线印制在FR4基板上，厚度0.8mm，相对介电常数4.4，天线尺寸80×80mm。正方形接地面位于介质板的中心，长度40mm，同轴线外导体与正方形地完全接触，同时内导体与PIFA结构相连来为天线馈电，箭头形状的支节对于正方形地的-45°对角线轴对称。仿真得到，l_mono=30mm，l_feed=12mm，l_prot=8.3mm，s₁=12mm。实测，回损小于10dB阻抗带宽频率范围1.97~2.95GHz，带宽980MHz，增益3dBi。
e)层叠方形切角贴片圆极化天线：
采用层叠结构可以拓宽单馈圆极化天线带宽，结构中上下两层辐射单元对应着两个谐振频率，通过调节辐射贴片的尺寸和上下间距将使两个谐振带宽紧贴，从而形成双峰谐振，使原来的窄带特性变为相对宽带。

上图是一种基于探针单点馈电的双层方形切角贴片结构的圆极化天线，采用两种常用的低成本介质材料分别作为上下两层贴片的基片，上层是聚四氟乙烯，下层是环氧树脂，用附加调谐支节调节天线阻抗带宽偏移，使阻抗带宽覆盖3dB轴比带宽。
其中探针对底层贴片馈电，上层贴片通过与底层贴片的耦合获得激励，形成双峰谐振，拓宽带宽。天线通过产生两个空间正交、幅度相等、相位差90°的线性极化场分量的方法实现圆极化，方形切角贴片在正方形贴片上用切角的方法产生微扰，通过切角尺寸的优化设计分离出合适的简并模，从而实现圆极化。
上层聚四氟乙烯基片厚度1.5mm，介电常数2.55，损耗角正切0.0011；下层环氧树脂基片厚度3mm，介电常数4.4，损耗角正切0.02。将上下层的初始谐振频率分别设定为1.65GHz和1.75GHz，上层贴片要根据从底板到贴片之间的等效介电常数计算，下层直接按照环氧树脂介电常数计算即可，得到上下层初始边长大致为40mm和66mm。等效介电常数计算公式：

式中，i表示介质的层数；h_i是第i层介质的厚度；ε_ri是第i层介质的介电常数。
初始设定天线尺寸，L=100，上层贴片边长p₂=66，切角长度q₂=12；下层贴片边长p₁=40，切角长度q₁=10；空气层厚度h=15，馈电点坐标P(10,0)，单位mm。按此参数仿真，阻抗带宽相对于轴比带宽往低端偏移，需要附加调谐支节，选取d_L=5，d_W=6，单位mm。这样可以实现AR<3dB的轴比带宽内，VSWR值均小于2。
实测，天线的3dB频率范围1.585~1.8GHz，相对带宽达到12.7%；天线阻抗频率范围1.55~1.82GHz，VSWR<2。
f)双频带层叠方形切角圆极化贴片天线：

采用双层方形切角结构也可以实现双频圆极化，见上图。上层贴片印刷在聚四氟乙烯介质板上，介电常数2.44，厚度1.2mm；下层印刷在FR4介质板上，介电常数4.4，厚度1mm。通过对方形贴片长度、切角长度、馈电点位置、空气层高度等进行仿真优化，可以获得GPS双频天线，工作频率1227MHz和1575MHz。实测，VSWR<2的频率范围分别为1184~1317MHz和1516.5~1656.5MHz，相对带宽分别为10.64%和8.82%；轴比频率范围1196.25~1248.75MHz和1544.5~1616.25MHz，带宽分别为52.5MHz和71.25MH，相对带宽分别为4.3%和4.5%，中心频率轴比值分别为0.3dB和0.7dB。仿真得到10dB波束宽度分别为120°和150°，1227MHz和1575MHz的增益分别为4.4dBic和4.9dBic。
g)准方形双层贴片极化天线：
如下图，天线采用双层贴片结构，介质基板都采用聚四氟乙烯，两层之间及下层与地板之间都是空气层，上层是准方形贴片，下层是矩形贴片。下层贴片采用单根探针馈电，并通过耦合作用对作为寄生贴片的上层准方形贴片激励。

该天线，通过调节下层矩形贴片的尺寸、上层寄生准方形贴片尺寸、上下空气层厚度以及馈电点的位置来达到驻波和轴比带宽的最优值。实测，VSWR<2阻抗带宽范围4.47~5.34GHz相对带宽17.9%；天线轴比带宽范围4.62~5.36GHz，相对带宽14.8%；天线增益大于7dBic，在5.05GHz时取得最大增益8.46dBic。
h)层叠圆形开槽圆极化天线：
基于探针馈电的圆形开槽结构的贴片圆极化天线，使用层叠结构拓宽圆极化和阻抗带宽，如下图：

天线采用聚四氟乙烯和环氧树脂作为介质基片，上层采用环氧树脂，厚1.5mm；下层采用聚四氟乙烯，厚度2mm。将上下两层贴片的初始谐振频率分别设定为1540MHz和1630MHz，计算得到初始边长44.8mm和34.9mm，优化后得到36.6mm和34.4mm，上层贴片开槽长度19.2mm，贴片中心到开槽边缘长度27.8mm，下层贴片切角长度20.2mm，贴片中心到开槽边缘长度29.2mm，馈电点距离中心点18.2mm。
仿真得到VSWR<2频率范围1500~1690MHz，，相对带宽11.9%；天线轴比小于3dB频率范围1503~1665MHz，相对带宽10.2%，如图为左旋圆极化天线，天线增益大于6.5dBic。
②微带线直接馈电方式圆极化微带天线：
微带线沿贴片边沿馈电，输入阻抗易于控制，随着馈线和贴片接触点不同，谐振阻抗从几欧姆到250欧姆不等，采用微带线直接馈电的单馈点方式，不需设计复杂的移相网络和功率分配就可实现圆极化辐射。
a)微带线直接馈电的圆极化微带天线：
下图是采用微带馈电的圆极化天线，在天线地板上开了箭头形缝隙，这时一种慢波结构，可以实现天线小型化。由于对角线方向上箭头的尺寸不同，可分离出两个正交模式，保证幅度相同、相位差90°。天线正面是一个正方形贴片，宽度22mm，通过一个1/4波长阻抗变换器与50Ω微带线相连；天线背面，白色区域为地板上刻蚀的缝隙，黑色的点线代表相反一面的贴片，箭头形缝隙具有结构对称性。斜对角线aa’方向的缝隙宽度为s1，另一个对角线方向的缝隙宽度为s₂，s₁与s₂的不同值可以产生圆极化辐射特性。

与传统贴片天线相比，在地板上开箭头缝隙的天线具有更低的谐振频率，相对于尺寸缩减62%；与在贴片上开箭头形缝的天线相比，地板上开缝可以获得更高的增益，高25dB左右。
天线印制在厚度1.6mm的FR4介质板上，缝隙宽度分别为s₁=0.4mm和s₂=0.6mm，缝隙长度L=20mm，间隔g和宽度d分别为0.4mm和4mm。测试结果，回损<-10dB频率范围1.44~1.502GHz，带宽62MHz，相对带宽4.22%，轴比最小1.52dB，轴比带宽范围1.436~1.464GHz，带宽28MHz，相对带宽1.93%，在谐振频率1.448GHz增益0.98dBic，左旋极化。当缝隙宽度s₁大于s₂时辐射右旋极化波。
b)微带线临近耦合馈电的圆极化微带天线：
另外一种小型化的环形缝隙圆极化印刷天线，是在微带线馈电的不对称支节环形缝隙的方环形缝隙的内侧引入U形缝隙，将不规则的矩形缝隙变成了蜿蜒线形状缝隙，延长了电流路径，改变了激励的本征模式，使得谐振频率往低端偏移，实现天线的小型化。在馈电微带线相邻缝隙上加载与金属地相连的窄金属条带以产生微扰，激励相位差90°的差分正交简并模，从而辐射圆极化波。

上图中，天线A为原型天线，天线B为小型化天线。天线B在天线A中心的方形金属未开槽的三个边的中心位置分别开长度L_s、宽度W_s的缝隙，同时在与馈电处微带线呈135°、225°位置的矩形缝隙中分别插入长度l_t宽度1mm的金属窄条带与外围金属环相连。在与馈电微带线呈-45°的位置，加载了一条与环形缝隙边相垂直的矩形缝隙，而其余3个边上加载的缝隙呈U形。
天线采用单点馈电对称结构，通过45°馈电产生两个正交的谐振模式。通过引入长度为Ls缝隙不对称结构，使得两个谐振模式相差90°，具有圆极化辐射特性。天线的周长一般限定在中心频率的1.0~1.5波长，天线的谐振频率近似为：

式中，c为光速。
天线A中不对称缝隙的长度由90°相位差确定：

为了实现天线小型化，在方形环馈电两边增加两个相同的90°扰动缝隙，增加电流路径，降低谐振频率。为了保证天线结构对称，获得对称性较好的电流分布，天线B中另外一侧增加了缝隙加载支节，支节的长度一般选择与扰动缝隙的长度相同。
使用FR4基板，天线A和天线B缝隙的外围尺寸，L=40mm，W=4mm；馈电部分尺寸，W_50Ω=2.8mm，W_f=5.4mm，l_f=10mm。天线B，W_s=3.6mm，l_s=12mm，l_t=14mm。仿真，天线B的VSWR<2频带1190~1265MHz，轴比中心频率1225MHz，频带1200~1245MHz，轴比带宽3.6%，带宽内平均增益2.3dBic。天线为右旋极化，如果需要左旋极化，要将实现微扰的金属条支节置于馈电微带的另外一侧。
c)共面波导馈电的圆极化微带天线：
共面波导馈电的平面天线，由于其辐射单元和馈电单元在同一平面内，易于与器件集成，易于实现宽频带，易于形成直连、感性耦合和容性耦合多种馈电方式，受到较多关注。下图为采用共面波导馈电的圆形缝隙天线结构，附加圆形支节，形成与共面波导馈电端上伸出的激励条带方向正交、相位差90°的简并模，从而辐射出圆极化波。

在厚度h的圆形印制板上开一个直径R_g的圆形缝隙，用50Ω共面波导为其馈电，并在圆形缝隙右侧面上用水平方向细印制带条引出直径为R_t的圆形金属片。50Ω共面波导激励输入端带条宽度W_n，带条与地板之间间隙g。在圆形缝隙的底部边缘，往下开长l_n的切口，用长l_f宽w_f的带条深入圆缝内，引入共面波导输入的激励，并在其顶端加载一个直径为E_f的圆片。
选取h=1.6mm的FR4基板，直径R_p=80mm，圆缝直径R_g=40mm，50Ω共面波导w_n=6.4mm，g=0.5mm。选取R_f=6mm，R_t=8mm，进行优化。实测3dB轴比频带2.12~2.39GHz，相对带宽12.5%，带宽内VSWR<2，增益3~4dBic。图中天线为左旋圆极化，如果需要右旋圆极化，只需将产生相位差90°正交简并模的支节加在圆形缝隙的左侧即可。
③口径耦合馈电方式圆极化微带天线：
口径耦合馈电是将接地面置于辐射贴片与馈线之间，馈线通过与接地面上的窄缝耦合对辐射贴片馈电，其中的馈电结构和辐射贴片采用的基片是分离的，可以独立选择不同的介质材料和介质厚度，通过调整耦合缝隙的长度或微带馈线开路端的长度，可以比其他馈电方式更容易与辐射贴片达到阻抗匹配。
下图的口径耦合圆极化天线由一个含有扰动单元的方形环路辐射器、一个口径耦合结构和一个直线形馈电线组成，只需要通过调整辐射贴片上的扰动单元就可以产生双模辐射特性，能够实现正交工作。想产生圆极化辐射，只需要一个耦合器来激励起两个幅度相同、相位差90°的正交模即可，而在方形环路辐射器中既有双模特性也有正交特性。

天线从上到下的结构依次是，含扰动单元的方形环路谐振器、介质板1、耦合缝隙和接地板、介质板2，以及最底层的微带馈线。两层介质板均为FR4，厚度h₁=h₂=1.6mm，W×L=58.0×56mm，W₁=3.0mm，L₁=24.0mm，L₂=22mm，g₁=1.5mm，L₃=19mm，L₄=16mm，w_p1=w_p2=2.6mm。仿真得到，回损小于-10dB的工作频带为2.35~2.5GHz，带宽150MHz，相对带宽6.18%。天线的最小轴比0.47dB，位于2.42GHz，3dB轴比带宽62MHz，相对带宽2.5%。
采用这种设计方法，天线的中心频率由方形环的周长决定，而天线的带宽决定于奇模和偶模的谐振频率，由扰动单元的尺寸决定，通过扰动单元也可以用于控制正交模式。
④多馈点网络馈电方式圆极化微带天线：
多馈点网络馈电方式通过在微带线上引出的多个馈点上附加固定相位值，使其符合形成圆极化的条件，辐射圆极化波。

上图为传统圆极化天线馈电网络常用的3dB耦合器，在直通和耦合端口有90°相位差，通常用微带线制作。

上图是采用功分器加微带延长线实现所需要的相移的方法，从而实现圆极化天线的馈电，分别是一分二路、一分三路、一分四路馈电网络。
a)双馈点H形缝隙耦合馈电圆极化微带天线：
下图是一种采用H形缝隙耦合馈电的宽频圆极化层叠微带天线，通过将两个H形缝隙正交放置激励方形贴片产生一组正交模，并结合移相网络，使得正交模的相位差90°，从而实现圆极化特性。

天线结构如上图，天线从上到下由介质层1、空气层、介质层2、介质层3、空气层和反射底板组成，介质层1、2、3的厚度分别为t₁、t₂、t₃.上层贴片印制在介质层1的底部，而下层贴片印制在介质层2的顶部，上层贴片通过与下层贴片间的耦合来获得激励，两贴片对应临近的谐振频率，从而形成双峰特性以获得宽频带。馈电网络位于介质层3的底部，H形缝隙开在介质层3的顶部，通过H缝隙的耦合作用使得贴片获得激励，同时两H形缝隙呈正交位置，可以激励出空间正交的场。该天线的馈电网络采用Wilkinson功分器，功分器两输出臂的长度相差0.25λ，以形成90°相移，与正交H形缝隙相结合，从而辐射圆极化波。
介质层1和2使用FR4介质，厚度皆1.5mm；减小馈电网络损耗介质层3为聚四氟乙烯材料，厚1mm。
经仿真优化的参数，h₁=8mm，h₂=16mm，上下层边长分别为74mm和63mm，H形缝隙尺寸w₁=6mm，w₂=1.5mm，l₁=4mm，l₂=8mm；馈电网络尺寸，w₃=2.8mm，w₄=1.6mm，l₃=5mm，l₄=8mm。天线在1010~1560MHz频率范围内VSWR<2，相对带宽42.8%。天线在1120~1560MHz频率范围内，轴比小于3dB，相对带宽32.8%；轴比小于2dB频率范围1150~1550MHz，相对带宽30%。天线最大增益约7.5dBic，6dBic以上增益的带宽为1200~1560MHz。这种宽频带圆极化天线采用了口径耦合馈电方式，在25%带宽内交叉极化鉴别率大于20dB。
b)多馈点L探针馈电圆极化微带天线：
多馈点L形探针馈电的圆极化微带天线的实现方式有双馈点、三馈点、四馈点等形式，对于实现圆极化，双端口相位分别为0°和90°，三馈端口相位分别为0°、120°、240°，四馈端口相位分别为0°、90°、180°、270°。

上图为双馈点圆极化天线的几何结构图，接地板为圆形，直径D₂=470mm，圆形辐射贴片的直径为D₁=380mm，距离地板H₁=60mm。两个L形探针的金属圆柱直径1.27mm，长度L₂=37mm，矩形金属片尺寸W₁×L₂=14×140mm，L形探针距离中心长度为L₁=200mm。贴片与地板间为空气。
通过仿真，随着端口数目增加，天线的阻抗匹配性能越来越好，VSWR<2带宽逐步拓宽。两端口天线的VSWR<2带宽范围为314~412MHz，相对带宽29.1%；三端口天线带宽范围303~433MHz，相对带宽35.3%；四端口带宽范围302~457.5MHz，相对带宽40.9%。
随着天线端口数增加，轴比值越来越好，两端口天线在VSWR<2频带内轴比最大值0.25dB，三端口天线为0.1dB，四端口天线为0.026dB。双端口天线在其阻抗带宽内增益为5.05~8.26dBic，三端口天线在其阻抗带宽内增益为4.78~8.34dBic，四端口天线在其阻抗带宽内增益4.83~8.2dBic，增益水平大致相当。
c)四馈点圆极化天线的工程实现：
由分析可知，四馈点圆极化天线具有更多优势，下面是一种四馈点圆极化微带天线的实现。

天线采用一分四路功分网络实现四馈点圆极化微带天线所需的相位，并连接相同尺寸的L形探针为上层圆形贴片馈电。

3）螺旋天线：

螺旋天线是一种通过对金属导线绕制的螺旋线馈电而制成的圆极化天线，单根导线绕制而成的螺旋天线称为单绕螺旋天线。为了获得更丰富的方向图形状、更宽的带宽、更好的圆极化特性，螺旋天线又发展出多绕螺旋天线。
①螺旋天线基本结构：
螺旋天线是用金属导线或管做成的螺旋形结构。通常使用同轴线馈电。若螺旋直径不变称为圆柱螺旋天线，螺旋直径渐变称为圆锥螺旋天线。定义螺旋的参数如下：
D为螺旋直径，S为螺距，C为螺旋的圆周周长C=πD，α为螺旋角α=arctan(S/πD)
N为螺旋天线的圈数，L为螺旋天线的长度L=NS
L₀为一圈螺旋的长度：


螺旋天线的特性由D/λ决定，不同的D/λ取值对应着螺旋天线不同的辐射方向图形状：

⑴法向模螺旋天线（D/λ<0.18或C<0.5λ）：
此时，螺旋天线的最大辐射方向再与螺旋天线轴线垂直的平面内，并且在此平面内的方向图为一个圆。在包含其轴线的任意一个平面内的方向图为8字形。这种辐射方式称为法向模式。
⑵轴向模螺旋天线（D/λ=0.25~0.46或C=(3/4~4/3)λ）：
此时螺旋天线的一周约为一个波长，即按λ≈C设计尺寸，天线在最大辐射方向为螺旋轴线方向。这种模式称为轴向模式。
⑶圆锥模式（D/λ≥0.46或C≥4/3λ）：
此时天线最大辐射方向偏离其轴线，形成圆锥波束，称为圆锥模式。这种模式一般不用。
②法向模螺旋天线：
法向模螺旋天线的结构特点使其结构尺寸远小于波长，实际上是一种分布式加载天线，即在整个鞭状天线中作感性加载，广泛用于短波、超短波电台。
由于是一圈圈螺旋绕制而成，与同样长度的对称振子相比，法向模螺旋天线的辐射更强，辐射电阻更大，可以看作是由多个合成单元组成，合成单元上的电流可以认为是等幅同相天线远区辐射场由两部分组成，一是由长度S的短偶极子产生，一是由电小圆环产生，二者在空间相互垂直，时间上相位差π/2，因此合成场是圆极化波。轴比为：

当螺距角α=arctan^-1(πD/2λ)时，轴比AR=1，为圆极化波。一般情况下产生椭圆极化波。当α由0°→90°时，极化变化过程：水平线极化→水平椭圆极化→圆极化→垂直椭圆极化→垂直线极化。法向模螺旋天线通常用来实现垂直线极化天线的小型化。
③轴向模螺旋天线：
工作于端射模式的轴向模螺旋天线应用最广泛，其最大辐射方向沿螺旋轴线，辐射场为圆极化或椭圆极化，输入阻抗近似纯阻，具有较宽频带。
轴向模螺旋天线的定向辐射是通过相邻的各圈电流在z方向的场同相叠加，其相邻两圈的相位应满足以下条件：

螺旋天线可看作是由N个环，间距S组成的阵列，轴线辐射可看作端射阵。要获得最大方向性，电流沿轴向传播的相位差为π，将此相位差分配到每圈则为π/N。
a)轴向模螺旋天线常用经验公式：
当α=12°~15°、C/λ=0.75~1.33、N>3时，轴向模螺旋天线常用经验公式：
输入阻抗：Z_in≈R_in=140C/λ
主瓣零点宽度：

半功率波瓣宽度：

方向性系数：

一般螺旋天线在轴向方向为椭圆极化波，轴比：

式中，sinα=S/L₀。当N>>1时，AR=1。轴向模频带宽度约为1:1.7。
b)一些参数对天线性能的影响：
当α值较小时，单位长度圈数较多，天线的增益较大，但对应的带宽较窄；当N=8.6~10圈时，增益-频率的斜率与f³大致成正比关系。HPBW-频率的斜率与f^-3/2大致成正比关系。
天线的轴比通常小于1.5dB，可以通过将轴向模螺旋天线末端的两圈螺旋直径减小，绕制成锥状来进一步改善轴比，特别对频率高端轴比改善显著。
c)改进型轴向模螺旋天线：
锥顶、锥形、不均匀直径的螺旋天线是对圆柱形轴向模螺旋天线的改进，具有更宽的带宽，且对轴比等性能提升。

锥顶天线是将圆柱螺旋天线的最末端两圈的直径逐渐减小而形成；锥形天线可以看成将螺旋天线绕制在一个假想的锥形支撑体上而形成；不均匀直径螺旋天线可以看成由圆柱螺旋天线和锥形螺旋天线组合而成。
d)带反射腔螺旋天线：
螺旋天线能实现10~20dBic的增益，可以通过给螺旋天线加反射腔的方式实现高增益。反射腔的形状可以是圆柱形的，也可以是圆锥形的，如下图。其中切顶圆锥形反射腔的效果最好，使增益提高4dB。

将螺旋天线置于深锥形腔体中，不仅增益提高，而且抑制副瓣电平。当在腔的顶部外缘增加40mm长度的锯齿状栅栏，可将天线的最高副瓣进一步抑制6.6dB，适用于需要低副瓣场合。

④双臂螺旋天线：
多臂螺旋天线以双臂和四臂应用最多。双臂螺旋天线可以看成是将单臂螺旋天线绕其轴线旋转180°后与旋转前的单臂螺旋天线组合而形成的，由于具有两个螺旋线，不需要采用穿地的单极馈电形式，可通过巴伦直接馈电，因此双臂螺旋天线不依赖反射地，性能上具有比单臂螺旋天线更宽的带宽。

双臂螺旋天线通过其直径D、螺距S的调整来形成水平全向、蝶形、宽波束、定向等4种形状的方向图。
⑤四臂螺旋天线：
四臂螺旋天线具有心脏形的圆极化辐射方向图，在较低的仰角位置上保持较好的圆极化特性和较高的增益，而且结构简单，不依赖参考地，在卫星定位及通信领域得到应用。四臂螺旋天线通过调整其螺距半径比和缠绕圈数可以获得不同赋形的圆极化辐射方向图，以满足不同的应用需求。四臂螺旋天线可以通过对两对正交双臂螺旋进行等幅90°相差馈电来实现，也可以通过对自相移结构双臂螺旋的同相馈电实现。四臂螺旋天线可以通过金属线绕制而成，也可以通过柔性基板印刷后卷成圆柱形或圆锥形制成。
a)四臂螺旋天线结构：
四臂螺旋天线由四根螺旋臂组成，每根螺旋臂长度为Mλ/4，四根螺旋臂馈电端电流相等，相位两两相差90°（0°、90°、180°、270°）。四臂螺旋天线可以看作两个双臂螺旋天线组成，对这两个双臂螺旋需要幅度相等、相位相差90°的馈电。

四臂螺旋天线的参数可由下式确定：

式中，L_ax为螺旋的轴向长度，单位mm；L_ele为螺旋臂的长度(Mλ/4)，单位mm；r₀为螺旋的半径，单位mm；N为螺旋的圈数；A的取值按照如下规定：

当M为奇数时，四臂螺旋天线顶端开路；而当M而偶数时，顶端短路。上面参数可以用下面的简化模型：

上式也通常用到螺距参量P来表示，螺距是表示每一螺旋臂转一圈的轴向长度，其计算公式为：P=L_ax/N
前面公式可表示为：

L_ele=λ/2的四臂螺旋天线，可通过边长为λ/4的水平极化方环天线变形获得。假想中心有一个直径D=λ/4的圆柱体，固定方环的底边，以垂直中心为轴使得上边旋转180°，即可得双臂螺旋。

两个上图中的双臂螺旋正交组合，且上边的中点重合，便形成了四臂螺旋天线。
b)四臂螺旋天线的主要性能：
四臂螺旋天线在整个上半空间都是圆极化，辐射方向图的最大方向为轴向，并且与φ无关，天线在空间内的辐射方向图为心形。
在同样轴长情况下，所缠绕的圈数越多，3dB波瓣宽度就越窄；同样，在波瓣宽度一定的情况下，所缠绕的圈数越多，轴长就越长。
在同样缠绕圈数情况下，轴长越长，轴比越小，圆极化性能越好；同样，在轴长一定情况下，要轴比越小则所需要缠绕的圈数就越多。
在同样缠绕圈数情况下，轴长越长，前后比出现先增大后减小的现象；当轴长增大到约0.3λ时，前后比达到最大值；之后随着轴长的增大，前后比反而减小。
通过对旋转角的增加，可以降低四臂螺旋天线的轴长，从而起到天线小型化的目的。天线旋转角越大，阻抗值就越小，天线带宽就越窄。天线旋转角越大，前后比就越大，增益值也越大，天线的波束宽度就越窄，最大方向上轴比会变好。
c)四臂螺旋天线的实现：
有两种典型的四臂螺旋天线设计方法，一种是自相移式的双螺旋结构加巴伦，另一种是相同的四臂长度加依次90°相差的等幅馈电。
自相移四臂螺旋天线是通过将双臂螺旋1的单元长度调长以产生一个相角为+45°的输入阻抗，双臂螺旋2则调短以产生-45°相角，从而满足幅度相等、相差90°的圆极化波形成条件。这种方法结构简单，不需要移相馈电网络，但相位控制需要结构满足很多条件，比较麻烦，且频带较窄。移相网络式四臂螺旋天线结构复杂，但相位控制相对比较容易，带宽较宽。

等臂长四臂螺旋天线的移相网络需要设计依次相差90°馈电的四端口移相网络，常用Wilkinson功分器形式，上图为印刷式两级级联Wilkinson功分器，有较好的功率分配特性，通过微带延迟线进行相位调整，图中相位依次为0°、-90°、-180°、-270°。还有3dB定向耦合器及共形微带线形式。

将馈电网络和辐射臂同时印刷在一块柔性印制板上，然后一起绕制在立柱上，馈电网络采用3个移相结构，一个为λ/2长度实现180°移相，两个为λ/4波长实现90°移相，馈电网络见上面右图。这种设计会造成天线轴长过长，天线高度太高。
四臂螺旋天线的螺旋线旋向和移相网络旋向需要匹配才能辐射需要的圆极化波，配合方式有两种。左旋圆极化，右旋上升的螺旋线，配合顺时针的相位递减旋向；右旋圆极化，左旋上升的螺旋线，配合逆时针的相位递减旋向。四臂螺旋天线形成圆极化的条件必须同时具备，通过螺旋线旋向判断四臂螺旋天线的圆极化旋向与常规螺旋天线的判断结果刚好相反。
d)四臂螺旋天线的发展方向：
小型化四臂螺旋天线：目前使用比较多的小型化方法有曲流法、折叠法和介质加载法。
曲流法就是把螺旋臂蜿蜒折叠，在同样高度下获得更长的电流路径以达到小型化的目的。

折叠法是将天线的臂进行折叠，从而实现小型化。

介质加载法是利用电磁波在介质中的波长相对变短的原理来使得同样长度的螺旋臂下电流路径的电长度变长，从而使谐振频率下降，达到小型化的效果，一般采用高介电常数的陶瓷材料。
宽频带四臂螺旋天线：将分别工作在不同频率的两幅结构类似的天线以封闭方式或者级联方式共轴安装组合形成一个整体结构，也有通过添加一个LC回路以产生另外一个频点，也有使用多臂螺旋。

也有采用折合形式的螺旋臂，类似折合振子；也有在四个螺旋臂附近再加四条和地板短路的寄生臂；也有四臂的馈电端附近加四个半圆环形支节以补偿失配；也有采用不等臂宽的四臂螺旋天线；也有通过一条短路寄生臂与螺旋臂相连，通过相互耦合实现宽带匹配；也有通过圆锥体绕制的方式获得宽带效果。

双频四臂螺旋天线：双频四臂螺旋天线还存在双频点极化方式不一样的情况，如北斗导航客户端发射频率1616MHz，LHCP，接收频率2491.75MHz，RHCP。通过设计级联式双频四臂螺旋天线实现。

4）非频变圆极化天线：

非频变天线基本都是超宽带天线，可以在极宽的工作频带内保持较好的阻抗、方向图和极化等特性。在工程上应用非频变天线可以减小天线数量，改善天线系统的互藕特性。
非频变天线分为两类，一类天线的形状仅由角度决定，当角度连续变化时，可得连续的与原来结构相似的缩比天线；另一类是对数周期结构天线，这种天线按某一特定的比例因子变化，仅在离散的频率点上得到准确的非频变特性，但只要在一个频率周期内电特性变化不大，就可近似认为其特性与频率无关。
上述两类天线，若能做到与频率无关，则要求天线结构要从中心点开始一直扩展到无限远。实际中，天线的尺寸总是有限的，有限结构不仅是角度的函数，也是长度的函数。当天线在馈电端被激励后，波离开馈电点沿结构传输，在到达靠近终端之前，电流因为有效辐射而有较大衰减，即使把靠近终端的部分截断也不会对天线性能造成显著影响；馈电端的几何结构也不能缩小至无穷小，也就是始端截断问题，主要影响天线高频端的性能。
①平面阿基米德螺旋天线：
阿基米德螺旋天线属于超宽带天线，但不是一个真正的非频变天线，因为电流在有效辐射区之后并不明显减小，以致天线结构在终端被截断后电特性受到一定影响，但只要参数取得适当，并在末端加吸收电阻或吸收材料，则可使这种天线具有很宽的工作频带。

阿基米德螺旋线极坐标方程：

式中，r为曲线上任意一点到极坐标原点的距离；φ为方位角；φ₀为起始角；r₀为螺旋线起始点到原点的距离；α为常数，称为螺旋增长率。
上式中，分别令φ₀=0和φ₀=π，即可得到两条起始点分别为A和B的对称阿基米德螺螺线。以图中两条阿基米德螺线为两臂，在A、B两点对称馈电，就构成了阿基米德平面螺旋天线。阿基米德螺旋天线通常采用印刷技术来制造，并使金属螺旋线的宽度等于两条螺旋线间的距离，以形成自补结构，理论输入阻抗188.5Ω，实际140Ω左右，利于实现宽频带阻抗匹配。

阿基米德螺旋天线的最大辐射方向在螺旋线平面的法线方向，且是双向辐射，主瓣宽度约为60°~80°，增益约为3dBic。工程上常使用定向阿基米德平面螺旋线，在天线的一面加金属反射腔，形成单向辐射，并能获得较高增益。但金属反射腔是一个谐振器件，会使天线工作频带变窄，使用常规的圆柱形反射腔的阿基米德螺旋天线的带宽一般在5:1左右，腔深约λ/4，腔体直径与螺旋线外径相当。使用锥体反射腔可以获得带宽大于5:1的宽带天线，而如果在反射腔内填充吸波材料，可以满足超宽频带工作又获得定向辐射特性，但增益不会提高。
典型背腔式阿基米德螺旋天线性能参数为，HP=75°，AR=1dB，G=3~6dBic。方向图有下面经验公式：

理论上，阿基米德螺旋天线的辐射场在轴线方向是圆极化，旋向与螺旋线绕向一致。工程使用时，螺旋线外径一般取C≥1.4λ_max或更大，内径一般取2r₀<λ_min，宽度一般按互补结构，螺旋增长率α=1.6/π时输入阻抗最为平稳，电阻100Ω，电抗0~20Ω。

一般背腔式平面阿基米德螺旋天线的口径约0.48λ，有些场合需要更小口径天线，采用螺旋外围锯齿加载形式，将天线口径减小到0.33λ_max。加载后最外面5圈螺旋线方程为：

其中，f(φ)是一个有关锯齿的函数。

上图天线采用混合的背腔结构，内部半径30mm区域是纯金属板，外部区域采用网格金属片，金属片单元长度10mm周期11mm。天线印制在1mm厚的FR4基板上，外径46mm，内径1mm，线宽0.4mm，背腔深度7mm，用于1~10GHz频带，在高频段增益在5dBic以上。
②平面等角螺旋天线：
等角螺线是一个完全由角度确定形状的曲线，可用极坐标表示为：

式中，φ₀是起始角；r₀是对应φ₀时的矢径；a是一个常数。1/a=tanα称为螺旋率，α是螺旋切线与矢径r之间的夹角，也称螺旋角。当φ变化时所描绘出来的曲线，螺旋角始终保持不变，因此称为等角螺旋线。
令等角螺旋线φ=0和π，可得到两条对称的等角螺旋线，这样可构成等角螺旋天线的两个臂。实际的等角螺旋天线每一个臂都是有一定宽度的，每一臂都是由两条起始角相差为δ的等角螺旋线构成，两臂的四角边缘分别是：

其中，r₁和r₃分别为两臂的外边缘，r₂和r₄分别为两臂的内边缘。δ为天线的角宽度，如果取90°，则金属等角螺旋天线与其空隙部分形状完全相同，称为自补结构。

实测，这种天线在螺旋线始端馈电后，天线有一个有限长度的有效辐射区，在其后约一个波长以远处的电流衰减可达20dB左右，终端截断不会对天线性能造成明显影响，是一种能实用的在较宽频率范围内近似非频变的天线。
平面等角螺旋天线在工作频带内，最大辐射方向在天线平面两侧的法线方向上，辐射圆极化波。方向图近似cosθ图形，主瓣宽度约90°。当频率改变时，方向图几乎不变，只不过围绕螺旋平面中心点处的法线旋转了一个角度，方向图带宽可达20:1。
参数a越小，螺旋曲率越大，电流沿臂衰减越快，波段特性越好，通常取0.221；天线臂越宽，波段特性越好，通常取90°；良好辐射特性的螺旋天线可用1/2~3匝制成，而以1.25~1.5匝总长等于或大于一个波长为好。为获得单向辐射特性，一般都会采取加背腔的方法。

因为背腔的影响，会使频带变窄，一般在背腔边缘填充环形吸波材料来改进。因为吸波材料填充在天线外边沿，对高频段特性没有影响。
③圆锥对数螺旋天线：
将等角螺旋绕在一个半锥角为θ₀的圆锥上也可以实现定向辐射，这构成的是圆锥对数螺旋天线。圆锥对数螺旋的曲线方程为：

或写成：

其中，b=asinθ₀=sinθ₀/tanα，是一个常数；r是从圆锥定点发出的沿锥面的矢径；α是螺旋的切线与圆锥母线间的夹角，称螺旋角。当螺旋线从始端展开，α角始终保持不变，因此也是一种等角螺旋线。由于r的对数与方位角φ之间有简单的线性关系，因此这种螺旋天线称为圆锥对数螺旋天线。当θ₀=90°时就退化为平面等角螺旋天线。

平衡馈电的圆锥对数螺旋天线，是由对称的两条螺旋臂构成，边缘分别是：

其中，r₁和r₃分别为两臂的外边缘，r₂和r₄分别为两臂的内边缘。δ为天线的角宽度，如果取90°，就构成自补结构。
圆锥对数螺旋天线的有效辐射区基本在周长约为一个波长的区域内，当频率变化时，有效辐射区沿轴向前后移动，频率高时向锥顶方向移动，频率低时向锥底方向移动，使天线具有宽带特性。工作频带主要受到圆锥锥顶和锥底直径的限制。
圆锥对数螺旋天线没有明显的终端效应，输入阻抗近似等于天线的特性阻抗，其大小主要决定于螺旋臂的角宽度δ。一般来说，锥角2θ₀越大阻抗值略有增加，而α值对阻抗影响不明显。工程上可按下式估算：Z_C≈300-1.5δ°(Ω)。对自补结构，估算Z_C≈165Ω，接近理论值188.5Ω。
当天线结构参数2θ₀、α、δ确定后，工作带宽主要受锥顶和锥底直径的限制。一般来说，锥顶周长应小于工作频带内的最短波长λ_min，以保证高频端特性，锥底的周长应略大于最长波长λ_max，以保证低频端特性。
对于较小的锥角，虽可获得较窄的波瓣宽度及较大的前后辐射比，但当工作带宽很宽时，天线的纵向尺寸将变得细长。圆锥的锥台高度：

式中，B=f_u/f_L为天线的工作带宽。
圆锥对数螺旋天线能在较宽的频率范围内保持较好的圆极化特性，辐射场的极化方向决定于螺旋的旋向。在半功率波瓣宽度的角域内能保持AR在1.5以内。
天线在锥顶方向具有单向辐射特性，当α、δ一定情况下，2θ₀越大，主瓣越宽，前后辐射比越小。在2θ₀、δ一定情况下，螺旋角α越大，即螺旋臂绕得越紧，方向图主瓣越窄，前后辐射比越大。螺旋臂的角宽度δ对方向图影响不大，但自补结构能获得最大的前后辐射比。
某些应用中需要将天线的直径做的尽可能小，可以将圆锥形变为圆锥与圆柱相结合的形式。
④对数周期圆极化天线：
对数周期天线是一种非频变天线类型，是根据相似概念构建，即天线按照某一特定的比例因子变换后，各段结构相似。对数周期天线有偶极子、平面齿形、梯形齿等多种形式。
不过，一般对数周期天线只能辐射线极化波，通过两副线极化的非频变天线设计成共轴心的交叉结构，通过在天线输出口后加相移网络可形成圆极化天线。相移网络可用3dB移相电桥，具有5:1~10:1的频带宽度。

对于共轴心的两副正交线极化天线，若给与幅度相等、相位差90°的馈电，就可实现圆极化工作。这类圆极化天线，可以根据馈电相位差是+90°还是-90°，使得圆极化波具有顺时针或逆时针的双旋向特性。
⑤正弦圆极化天线：
正弦天线得名于基本结构--正弦曲线。正弦天线属于频率独立的对数周期或准对数周期结构，可由下图所示的基本正弦对数曲线经过旋转而得到。

基本正弦对数曲线的形状只与角度常数α和比例常数τ有关，其曲线由一系列的单元曲线组成，第p个单元曲线的定义为：

式中，r和φ是单元曲线的极坐标；p为每一单元组线段编号；从外往内依次递增。半径Rp由下式决定：R_p=τ_p-1R_p-1。
角度常数α和比例常数τ是设计参数，对于不同的单元p，它们保持不变，由此形成的基本正弦对数曲线将是半径r的对数周期函数，称为对数周期正弦曲线。如果设计参数α和τ是变化的，那么将形成一个准对数周期正弦曲线，或者称为渐变α-τ曲线。上述两种单元曲线都属于正弦对数单元。
将基本正弦对数曲线以原点为中心分别顺时针和逆时针旋转δ角度，将得到两条曲线：

这两条曲线所围的区域构成正弦天线的一个臂。
参数p、α和δ的选择，直接影响天线的阻抗、方向图波瓣宽度、方向性系数等性能。对于给定的δ=22.5°，当α=45°时，天线E面和H面的3dB波瓣宽度典型值均为75°左右。对于对数周期正弦天线，波瓣宽度在整个频带内几乎不变，而对于准对数周期正弦天线，波瓣宽度随着频率的变化有适当的变化，变化关系与α有关。

将一个正弦臂围绕原点依次旋转90°，即可得到4臂正弦天线。
天线的工作带宽由正弦曲线的尺寸决定，根据如下近似关系：

结合天线工作频带的上下限频率，可以近似求出R₁和R_p：

式中，λ_L和λ_H分别表示最低截止频率对应的波长和最高截止频率对应的波长。

5）全向圆极化天线：

全向圆极化天线是指具有全向辐射方向图的圆极化天线，这类天线在遥感遥测、通信、雷达等各方面都得到广泛应用。
全向圆极化天线设计归结为以下两类，一是把多个定向辐射的圆极化天线单元组成圆阵，使得其中每个单元都覆盖一定方位角，用功分网络对每个单元等幅同相馈电；另外一种是把多个全向辐射的线极化天线单元组成圆阵，每个天线单元同时具有水平和垂直部分的电流以产生相应分量的辐射，每个单元等幅同相馈电。

3. 八木天线：

八木天线是一种中增益天线，结构简单，成本低，安装架设方便，在米波和分米波波段中得到广泛应用。

八木天线也称引向天线，由一个有源振子和若干个寄生无源振子组成，见上图。八木天线中，通常只有一个反射器，长度2L_r=0.5~0.55λ的无源振子。因为在第一个反射器后面再增加无源反射器对提高天线增益作用甚微，所以一般只有一个反射器。反射器到有源振子的间距d_r=0.15~0.23λ，d_r对天线方向图、前后比及天线输入阻抗的影响比较大，d_r能有效抑制后向辐射，但会对天线输入阻抗与馈线匹配困难。
八木天线的其他无源振子为引向器，引向器对天线的增益、后向辐射、输入阻抗等都有明显影响。选取引向器长度2L_n有两种方法，一种是等长度，通常2L_n=0.38~0.44λ，这样结构简单，但是频带较窄；另一种是采用不等长引向器，一般第一个引向器长度2L₁=0.46λ，其余引向器的长度依次按2~3%缩短系数递减，这种方法带宽较宽，但加工麻烦。
八木天线有源振子可以是λ/2长对称振子，也可以是λ/2折合对称振子及其变形。λ/2长有源振子的长度通常为2L₀=0.47λ，具体长度取决于制作振子的导线粗度2a。2a越粗，振子的长度越短。为了与馈线良好匹配，必要时在天线输入端与馈线之间附加阻抗匹配段。如果馈线是同轴线，还应附加平衡-不平衡变换器。
由于八木天线是一种慢波结构的行波天线，因而阻抗可以用估算行波天线增益的公式来估算增益和HPBW：

其中L为八木天线的轴向长度。
等间距八木天线是结构最简单的一种，用矩量法计算的电尺寸及主要电性能为：

元数	间距/λ	单元长度/λ			增益/dBi	前后比/dB	输入阻抗	H面		E面
		反射器	有源振子	引向器				HPBW	SLL	HPBW	SLL
3	0.25	0.479	0.453	0.451	9.4	5.6	22.3+j15.0	84	-11	66	-34.5
4	0.15	0.486	0.459	0.453	9.7	8.2	36.7+j9.6	84	-11.6	66	-22.8
4	0.2	0.503	0.474	0.463	9.3	7.5	5.6+j20.7	64	-5.2	54	-25.4
4	0.25	0.486	0.463	0.456	10.4	6.0	10.3+j23.5	60	-5.8	52	-15.8
4	0.3	0.475	0.453	0.446	10.7	5.2	25.8+j23.2	64	-7.3	56	-18.5
5	0.15	0.505	0.476	0.456	10	13.1	9.6+j13.0	76	-8.9	62	-23.2
5	0.2	0.486	0.462	0.449	11	9.4	18.4+j17.6	68	-8.4	58	-18.7
5	0.25	0.477	0.451	0.442	11	7.4	53.3+j6.2	66	-8.1	58	-19.1
5	0.3	0.482	0.459	0.451	9.3	2.9	19.3+j39.4	42	-3.3	40	-9.5
6	0.2	0.482	0.456	0.437	11.2	9.2	51.3+j1.9	68	-9	58	-20
6	0.25	0.484	0.459	0.446	11.9	9.4	23.2+j21.0	56	-7.1	50	-13.8
6	0.3	0.472	0.449	0.437	11.6	6.7	61.2+j7.7	56	-7.4	52	-14.8
7	0.2	0.489	0.463	0.444	11.8	12.6	20.6+j16.8	58	-7.4	52	-14.1
7	0.25	0.477	0.454	0.434	12	8.7	57.2+j1.9	58	-8.1	52	-15.4
7	0.3	0.475	0.455	0.439	12.7	8.7	35.9+j21.7	50	-7.3	46	-12.6

1）缩短尺寸的二元八木天线：

实际应用中，由于使用条件限制，往往希望使用缩短尺寸的八木天线，例如在短波波段，就经常把缩短尺寸的八木天线作为定向天线使用。

上图a给出了两种缩短尺寸的二元八木天线结构，一种是在天线的对称位置采用电感加载X_L，如图a，天线具体尺寸、缩短系数K_sh及参数见下表：

Ksh/%	L/λ	LR/λ	d/λ	XL/Ω	LL/λ	前后比/dB	Rin/Ω	BW/%
10	0.227	0.247	0.2	69	0.15	9.32	66.1	10
20	0.2	0.207	0.2	199	0.127	8.68	64.2	7.5
33	0.167	0.177	0.2	395	0.12	7.74	55	4
50	0.127	0.1283	0.2	568	0.087	7.53	40.1	1.5

可见，缩短越多，天线相对带宽越窄。
另一种缩短尺寸的二元八木天线结构是把振子的辐射臂向内弯折，如图b。尺寸及性能：

Ksh/%	L/λ	L'/λ	LR/λ	L'R/λ	h/λ	d/λ	前后比/dB	Rin/Ω	BW/%
16	0.21	0.01	0.22	0.03	0.02	0.2	9.81	64.5	11
20	0.2	0.02	0.21	0.05	0.02	0.2	9.5	65.5	10.2
28	0.18	0.06	0.19	0.09	0.02	0.17	8.8	54.5	8.6
36	0.16	0.1	0.17	0.11	0.02	0.17	11.1	38.6	5.8
40	0.15	0.12	0.16	0.13	0.02	0.17	8.3	32.5	4.4

2）交叉馈电八木天线：

a）由六个印刷对数周期天线构成的宽带测向天线：

上图是用特性阻抗为50Ω的双导线交叉馈电构成的二元八木天线，单元间距0.15λ。由于交叉馈电，两单元的相位差为234°，主要电性能见表：

f/f0	0.95	0.96	0.97	0.98	0.99	1.00	1.01	1.02	1.03	1.04	1.05
增益	5	5.2	5.4	5.6	5.8	5.9	6	6.1	6.1	6.1	6.1
前后比	13.1	14.8	17	20	24.6	34.1	29	22	18.1	15.3	13.2
阻抗	12.8	13.6	14.4	15.2	16.0	17.0	18.2	19.7	21.7	24.3	27.9
电抗	-1.6	-0.5	0.8	2.3	3.9	5.9	8.2	10.8	14	17.6	22.0
VSWR	1.96	1.84	1.74	1.67	1.62	1.61	1.64	1.71	1.84	2.02	2.26

上图是由两个等长λ/2长对称振子构成的二元八木天线。为了实现单向辐射，让它们的馈电相位差135°。为了实现135°相差，让单元间距D=0.125λ，移相φ=360/λ_XD=45°，同时用相位线反相馈电，φ=180°，合成的水平极化天线和垂直极化天线方向图见下面两图。

上左图是中心频率145MHz用gamma匹配构成的二元八木天线，右图是由不等长折合振子构成的145MHz交叉馈电二元八木天线。
b）四元交叉馈电八木天线：

上图是四元交叉馈电八木天线，相位线的特性阻抗100Ω，单元间距0.1λ.由于交叉馈电，因此两个有源振子的相位差为216度，主要电性能见表：

f/f0	0.90	0.92	0.94	0.96	0.98	1.00	1.02	1.04	1.06	1.08	1.10
增益	7	7.1	7	6.9	7	7	7.1	7.2	7	6.5	5
前后比	12.1	17.5	21.9	25.9	31.3	53	30.7	23.6	19	15.3	11.9
阻抗	30.1	42.6	44.0	43.9	44.4	45.2	44.8	40.0	29.0	16.5	8.0
电抗	14.0	4.0	-3.0	-5.8	-7.3	-9.4	-13.5	-18.8	-20.5	-14.2	-2.3
VSWR	1.82	1.2	1.15	1.2	1.22	1.25	1.35	1.6	2.12	3.29	6.3

该天线轴向长度短，仅为0.3λ就能实现7dBi的天线增益；有大的前后比；阻抗带宽较宽，VSWR<1.5相对带宽10.3%。
c）由两个不等长相位差为135度的有源折合振子组成的八木天线：
由于有源折合振子是由长短不等、有135度相位差的两个折合振子组成的，且已实现了单向辐射，因而只需要附加一些引向器，就能构成有不同增益的多元八木天线。

上图是有135度相差的有源折合振子构成的145MHz五元和七元八木天线。相位线长254mm，所有单元的直径均用φ=6mm的铝合金管制作。该天线性能，五单元增益11.5dBi，轴向长度1000mm/0.5λ；七单元增益12.6dBi，轴向长度1550mm/0.75λ。

上图是由两个不等长相位差135度的有源折合振子构成的145MHz十二单元八木天线，右图是有源折合振子及相位线的详细尺寸。为了实现阻抗匹配，除用50Ω同轴线开路支节作微调电容外，在长有源折合振子的馈电点还附加了由双导线构成的短路支节。天线性能，增益15.6dBi，轴向长度3200mm/1.55λ。

3）多元八木天线：

a）三元八木天线：

上图是三元八木天线，主要电性能：

参数	增益/dBi	前后比/dB	阻抗	VSWR	HPBW-H	HPBW-E	轴向长度
值	7.6	18.6	33-j7.5	1.57	105	64	0.4λ

b）三元八木天线：

参数	增益/dBi	前后比/dB	相对带宽	VSWR	HPBW-H	HPBW-E	轴向长度
值	7	54.2	5.1%	≤1.5	122	66	0.229λ

c）四元八木天线：

上图是四元八木天线结构，天线在(0.975~1.015)f₀频段增益9.6dBi，f₀频率处前后比30dB。
d）六元八木天线：

上图是六元八木天线结构，天线性能，增益10dBi，HPBW-E=44°，HPBW-H=64°，轴向长度1.5λ，所有单元均用φ=12.7mm的铝管制作。用gamma匹配构成的谐振频率50.1MHz的六元八木天线电尺寸表：

单元	反射器	有源振子	引向器1	引向器2	引向器3	引向器4
长度/mm	2920	2740	2690	2660	2660	2690
间距/mm	0	1190	1490	1490	1490	1490

上图是50MHz八木天线用的gamma匹配有源振子结构尺寸。天线性能，增益12.3dBi，前后比18dB，轴向长度7150mm/1.19λ。
e）七元八木天线和十元八木天线：
下图是145MHz七元八木天线，有源振子为不等直径折合振子，用λ/2长U形管巴伦完成阻抗匹配和平衡-不平衡转换。

如果要把七元八木天线变成十元八木天线，只需要在七元八木天线引向器的前边增加间距均为737mm长度分别为902/896/889mm的三个引向器。反射器、引向器的直径用φ=6~12mm的铝合金管制作。λ/2长U形管和主馈线均为50Ω同轴线。
天线性能，七单元增益13dBi，天线长度3100mm/1.5λ；十单元增益15dBi，长度5311mm/2.57λ。
f）移动通信频段八元八木天线：
所有单元直径φ=0.018λ，用对称振子作有源振子的八元八木天线的电间距和电尺寸为：

单元	反射器	有源振子	D1	D2	D3	D4	D5	D6
电长度/λ	0.492	0.456	0.429	0.42	0.414	0.408	0.402	0.396
电间距/λ	0	0.24	0.075	0.18	0.215	0.25	0.28	0.30

天线轴长1.5λ，天线增益11.5dBi。

900MHz频段，λ=333mm，天线轴长1.54λ=513mm，单元直径0.018λ=6mm，其他尺寸见图。

上图是适合1850~1990MHz频段的八元八木天线，有源振子为部分折合振子，用λ_g/2U形管巴伦完成平衡-不平衡变换及阻抗匹配，天线尺寸见图。天线性能，1850~1990MHz，VSWR<1.3；在1710~1990MHz，VSWR<1.4。其他性能：

频率	E面		H面		增益/dBi
	HPBW	前后比	HPBW	前后比
1850	46.5	12.4	47.1	11.3	9.5
1920	42.4	13	46.3	14.8	10.1
1990	38.3	12.3	46.3	18.6	11

g）十元八木天线：

上图是中心频率230MHz十单元八木天线，所有单元均用φ=14mm的铝合金管制作，轴向长度3322mm/2.55λ。电性能：

频率/MHz	HPBW-E	前后比	HPBW-H	前后比	增益
222	37.6	14	41	12.2	12.9
225	37.6	9	42.7	14.6	12.7
228	35.3	15.5	36.5	12.3	13.7
235	29.2	12.5	29.7	11.4	15.4
237	29	12.3	27.5	10.5	15.7

h）十一元八木天线：

上图是145MHz十一元八木天线，反射器和引向器均用φ=3.2mm的铝棒，长度及间距：

单元	A	B	C	D	E	F	G	H	I	J	K
长度/mm	908	911	914	918	921	924	927	930	924	984	1041
间距	AB	BC	CD	DE	EF	FG	GH	HI	IJ	JK
数值/mm	406	406	406	406	406	406	406	508	203	483

天线增益15.6dBi，轴长4056mm/1.96λ。
i）十五单元八木天线：
中心频率432MHz的十五单元八木天线，所有单元均用2.4mm直径的铝棒制作，单元长度及间距：

单元	反射器	有源振子	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13
长度/mm	347	340	319	319	317	311	308	305	303	300	300	300	300	300	300
间距/mm	0	130	210	210	210	210	210	210	210	210	210	210	210	210	210

天线增益15.7dBi，前后比22dB，轴向长度2860mm/4.12λ。
j）六个不同轴向长度八木天线的参数：
这是美国标准局NBS在1968年提供的六个不同轴长的多元八木天线参数：

轴长/ λ		0.4	0.8	1.2	2.2	3.2	4.2
反射器 /λ		0.482	0.482	0.482	0.482	0.482	0.475
引向器/ λ	1	0.442	0.482	0.482	0.432	0.482	0.424
	2		0.424	0.42	0.415	0.42	0.424
	3		0.428	0.42	0.407	0.407	0.42
	4			0.428	0.398	0.398	0.407
	5				0.39	0.394	0.403
	6				0.39	0.39	0.398
	7				0.39	0.386	0.394
	8				0.39	0.386	0.39
	9				0.398	0.386	0.39
	10				0.407	0.386	0.39
	11					0.386	0.39
	12					0.386	0.39
	13					0.386	0.39
	14					0.386
	15					0.386
间距d1/ λ		0.2	0.25	0.2	0.2	0.2	0.2
间距dn/ λ		0.2	0.2	0.25	0.2	0.2	0.308
增益/dBi		9.25	11.35	12.35	14.4	15.55	16.35

所有单元直径0.0085λ，有源振子为半波长折合振子，反射器与有源振子间距0.2λ。其中，d₁为有源振子与第一个引向器之间间距，d_n为引向器之间间距。
k）十六元八木天线：
所有直径0.006λ的十六元八木天线参数：

单元	反射器	有源振子	引向器D1	D2	...	D13
电长度/λ	0.4836	0.463	0.4448	0.4228	...	0.4228
电间距/λ	0	0.2638	0.239	0.2838	...	0.2838

天线电性能：

f/f0	0.95	0.97	0.99	1.00	1.02	1.04
增益/dBi	12.1	14.4	15.5	15.9	14	8.2
前后比/dB	12.2	12.2	17.3	35.1	10.6	16.4
阻抗	26.7-j36.1	31.6-j17.7	23.2-j7.3	27+j3.4	40.4+j33	22.8+j51.5
VSWR	3.34	1.77	1.28	1.17	2.61	5.77

4）对数周期八木天线：

为了展宽八木天线的带宽，利用具有宽带特性对数周期的原理，把八木天线的有源振子按对数周期设计，再像八木天线一样，附加无源寄生振子作为反射器和引向器，就构成对数周期八木天线。下图是由双导线交叉馈电构成的五单元对数周期偶极子为有源振子，前边加三个引向器。

51MHz的八元对数周期八木天线尺寸：

单元	1	2	3	4	5	6	7	8
长度/mm	2960	2790	2690	2640	2590	2740	2610	2540
间距/mm	0	394	400	400	511	883	1245	1816

该天线增益12dB，轴长5.8m/0.986λ。若用普通八木天线实现12dBi增益，天线轴长为9m。

5）高阻抗十二元八木天线：

传统的八木天线都设计成低输入阻抗，以便于与特性阻抗为50Ω的同轴线匹配。在工作频率比较高和使用很长同轴馈线情况下，加大了成本，而阻抗匹配、巴伦、同轴插件也会带来一定插损。使用特性阻抗为300Ω的以空气为介质的双导线为馈线成本低，而且与天线连接方便，不需要巴伦。为了与特性阻抗为300Ω的双导线阻抗匹配，八木天线输入阻抗也必须为300Ω高阻抗，一种是把λ/2折合振子作为八木天线的有源振子，另一种是使用合适尺寸和间距的寄生振子，把有源对称振子的输入阻抗提高到300Ω。

上图是有高输入阻抗的十二元八木天线，所有单元直径0.0122λ，结构参数：

单元	反射器	有源振子	D1	D2	D3	D4	D5	D6	D7	D8	D9	D10
电长度/λ	0.4832	0.5992	0.3865	0.3453	0.4094	0.6	0.4306	0.4412	0.4217	0.5647	0.3141	0.3824
电间距/λ	0	0.2397	0.05	0.2635	0.2229	0.1224	0.2212	0.1559	0.17	0.0729	0.3482	0.3447
距离/λ	0	0.2397	0.2897	0.5532	0.7761	0.8985	1.1197	1.2756	1.4456	1.5185	1.8667	2.244

从数据可以看出，高输入阻抗八木天线的有源振子长度大于0.5λ，比反射器还长，第四个引向器长度最长达到0.6λ，第一个引向器距有源振子特别近仅为0.05λ，其主要作用是作为阻抗匹配元件。表中距离为相对于反射器的距离，单位都为λ。
该天线性能，在中心频率增益11.53dBi，HPBW=38.4°，前后比19.2dB；VSWR<1.5的相对带宽5.2%，0.0953~1.005f₀。

6）由圆环构成的二十五元八木天线：

下图是由一个反射圆环、一个有源圆环、二十三个引向圆环构成的1296MHz二十五元八木天线。

其中把圆环作为基本单元，在反射环后面还附加了一块290x273mm的矩形反射板。反射环和引向环由厚1mm宽4.7mm的铝带按图所示尺寸两头打φ=3mm的圆孔弯折成圆，再用φ3的螺钉固定在φ=19mm的铝合金支撑管上。有源圆环用4.7mm的铜带弯成直径73mm的圆环，开口的一端与50Ω同轴线的内导体相连，另一端与同轴线的外导体相连，同轴线与环位于同一平面，且把同轴线的外皮与环焊接在一起。天线增益19dBi，轴长1980mm/8.5λ。

7）优化设计的多元八木天线：

随着现代数值计算方法的发展，一些研究者运用多种方法对八木天线的单元长度和间距进行了优化设计以使天线的性能最佳。具体数值表略。

8）其他八木天线：

a）三单元V形八木天线：

上左图是三单元V形八木天线，右图是天线增益方向图。天线增益12.1dBi，前后比16.6dB，输入阻抗80.4+j19.9Ω。天线尺寸，L₁=0.756λ，L₂=0.745λ，L₃=0.772λ，d₁=0.165λ，d₂=0.255λ，θ₁=50°，θ₂=50°，θ₃=54°。
b）宽带准平面八木天线：
下图是适合X波段工作的用厚0.635mm介电常数10.2基板制作的宽带准平面八木天线。该天线实际上是由微带馈线、共面带线cps巴伦和两个偶极子组成，其中一个偶极子是用cps馈电的有源振子，另外一个为引向器。

天线尺寸，W₁=W₃=W₄=W₅=W=0.6，W₂=1.2，W₆=S₅=S₆=0.3，L₁=L₅=1.5，L₃=4.8，L₄=1.8，S₁=1.5，S₂=3，S₃=3.9，L₆=8.7，L₇=3.3，基板总面积约0.5x0.5λ。天线的VSWR<2的相对带宽48%，前后比大于12dB，交叉极化电平小于-15dB，带宽内增益3.5~5dBi，效率93%。
c）毫米波使用的平面高增益八木天线：
平面八木天线由于具有高增益、低成本、高效率及容易制作优点，在微波和毫米波段得到广泛应用。

上图是频率22~26GHz的用微带线馈电，用介电常数2.2厚0.381mm基板制作的七单元八木天线。间距d=2.4mm，长度L_d=4.1mm，宽度W=0.4mm的馈电对称振子的两个辐射臂分别位于基板的正面和背面。馈电对称振子到反射器的间距d_r=2.7mm，把宽度为29mm的截断地板作为八木天线的反射器，用长度L_s=20mm宽度W₃=1.2mm特性阻抗50Ω的微带给八木天线馈电。微带馈线和平衡偶极子之间的巴伦均用双面基板制作，用宽度W_f=0.4mm特性阻抗Z_f=130Ω的双线传输线给八木天线的有源振子馈电。为了实现阻抗匹配，使用了长度L₁=1.5mm宽度W₁=0.4mm特性阻抗Z₁=93Ω和长度L₂=2.6mm宽度W₂=1.0mm特性阻抗Z₂=56Ω的两段微带线。
天线在22.1~25.5GHz频段内，实测VSWR<2.1，增益大于11.2dBi，效率90%；在24GHz，前后比20dB，交叉极化电平20dB，HPBW-E=44°，HPBW-H=50°。

4. 行波天线：

振子型天线上的电流为驻波分布，凡天线上电流分布为驻波的均称为驻波天线（Standing-Wave Antenna）。驻波天线是双向辐射的，输入阻抗具有明显的谐振特性，一般情况下工作频带较窄。
如果天线上电流分布是行波，则天线称行波天线（Traveling-Wave Antenna）。通常，行波天线是由导线末端接匹配负载来消除反射而构成的，最简单的有行波单导线天线、V形天线和菱形天线等，都具有较好的单向辐射特性、较高的增益及较宽的带宽，在短波、超短波波短都获得广泛应用。但由于部分能量被负载吸收，因此效率不高。

行波天线的方向函数为：

下图为行波单导线长度为4λ、8λ时的方向图：

可见，行波天线是单方向辐射，但其最大辐射方向随电长度l/λ的变化而变化，旁瓣电平较高且瓣数比较多。与其他类型天线相比，相对其电尺寸而言增益不高。但这些不足可以利用排阵的方法进行改善。
当天线较长时，行波天线的最大辐射方向可近似由下式确定：sin[βl(1-cosθ)/2]=1
因此有：θ_m=1-λ/2l
由上式可见，当l/λ较大时，工作波长改变时，最大辐射方向θ_m变化不大。

1）V形天线：

用两根行波单导线可以组成V形天线。对于一定长度l/λ的行波单导线，适当选择张角2θ，可以在张角的平分线方向上获得最大辐射，如上面图。
由于l/λ较大时，工作波长改变而最大辐射方向θ_m变化不大，因此V形天线具有较好的方向图宽频带特性和阻抗宽频带特性。由于其结构及架设特别简单，特别适合用于短波移动式基站中。

2）菱形天线：

另一种被广泛应用于短波通信和广播、超短波散射通信的行波天线是由四根行波单导线连接而成菱形的天线。

菱形天线可以看成是由两个V形天线在开口端相连而成，其工作原理与V形天线相似。载有行波电流的四个臂长相等，它们的辐射方向图完全相同，如图。适当选择菱形的边长和顶角2θ，可在对角线方向获得最大辐射。