赵工的个人空间

基本天线类型及变形

1. 偶极子天线：
• 水平对称振子：
• 折合振子及其变形结构：
• 环天线：
• 折合振子的馈电：
• 其他一些折合振子天线：
• 平板偶极子和印刷偶极子天线：
• 蝶形偶极子天线：
• 水平面宽波束偶极子天线：
• 双频或多频偶极子天线：
• 双极化偶极子天线：
• 宽带偶极子天线：
2. 单极子天线：
• 鞭状天线：
• 宽带单极子天线：
• 倒锥、盘锥和双锥宽带天线：
• UWB全向天线：
• 法线模螺旋天线：
• 与地无关的低增益全向天线：
• 双频和三频全向天线：
3. 环天线：
• 小环天线：
• 方位不连续环行天线DDRR：
• 环天线的耦合电路：
• 大环天线：
• 三角环天线：
• 短波使用的垂直菱形环天线：
• Halo环天线：
• VHF环天线：
• Alford环天线：
• 由环天线构成的FM天线：
• 印刷多边形环天线：
• 层叠菱形天线：
• 双圆环天线：
• 由半环构成的宽带全向天线：
• 由框架式金属板条构成的UHF定向天线阵：
4. 贴片天线：
• 基板的矩形贴片辐射原理：
• 小尺寸贴片天线：
• 宽带贴片天线：
• 双频贴片天线：
• 双极化贴片天线：
• 由贴片构成的全向天线：
• 其他贴片天线：
5. 短背射天线：
• 用对称振子激励的短背射天线：
• 用波导馈电的短背射天线：
• 短背射天线阵：
• 宽带短背射天线：
• 高增益背射天线：
6. 缝隙天线：
• 基本原理：
• 微带缝隙天线：
• 同轴缝隙天线：

1. 偶极子天线：

偶极子天线是天线的基础和基本形式，很多天线都是偶极子天线的变形或扩展。

1）水平对称振子：

对称振子也称偶极子，它具有两个臂，把每臂长λ/4、总长λ/2的对称振子称为半波长对称振子。细线偶极子上的电流为正弦分布，表示为：

把偶极子分成很多小单元，每个小单元在远区任意一点P都有一个辐射电场，把所有单元在P点的辐射场积分，就能求出偶极子在P点的总辐射电场E。对称振子辐射的是球面波，球面波的中心位于对称振子的中心点，此点称为对称振子的相位中心。
对称振子的归一化方向图：

对半波对称振子，L=λ/4，K_0L=π/2，因此：

可以看出，对称振子的E面方向图为8字形，最大辐射方向在θ=90度方向；H面与φ无关，H面方向图是以振子为中心的圆，即全向。

根据上面的公式计算出不同长度对称振子的方向图，结果为：

可见，不管振子多长，沿振子轴线方向辐射为零；长度小于0.625λ，方向图均呈双向性；长度等于0.75λ出现反向电流，方向图裂瓣呈梅花状；振子直径变粗，方向图零点消失。
为分析和计算方便，引入辐射电阻，假想天线的辐射功率被一个等效电阻所吸收。因此，辐射功率与辐射电阻之间关系为：

当辐射功率相同时，把天线在(θ,φ)方向的辐射强度与理想点源辐射强度P_t/4π之比定义为天线方向系数。对称振子的最大方向系数为D=1.64，折算为dB值为2.15dB。
当L≤0.625λ时，对称振子的最大辐射方向始终位于θ=90度方向上，最大处方向系数：

D随着L/λ的增大而增大，当L/λ=625时达到最大值3.2；当L/λ>0.625时，D随着L/λ的增大而迅速下降。
把对称振子的馈电电压与电流之比定义为输入阻抗。对长度直径比大于15的细偶极子天线，输入阻抗可以表示为：

其中，K0为自由空间波数，K₀=2π/λ。而R(K_0L)和X(K_0L)则可以用多项式近似：

工程上也可以使用近似计算：

根据公式可以画出对称振子的输入阻抗曲线。L≤λ/4时，呈容性；L=0.23λ时，X=0，串联谐振；λ/4≤L≤λ/2时，呈感性；L=0.47λ时，X=0，并联谐振。
对称振子的平均等效特性阻抗为：

振子越粗，即L/a越小，Z_ca越小，曲线变化就越平坦，阻抗带宽就越宽。
通常把L=λ/4的对称振子称为半波长对称振子。半波长对称振子是构成许多实用天线的基本单元，把许多半波长偶极子天线串联或并联组阵，可以构成高增益共线全向天线阵或高增益定向板状天线。
对λ/2对称振子，主要电参数为：HPBW-E=78°，Zin=73.1Ω+j42.5Ω（细对称振子），D=1.64=2.15dBi。
全波长对称振子L=λ，主要电参数：HPBW-E=47°，D=2.4=3.8dBi。归一化方向函数：

虽然全波长对称振子半波束宽度比半波长对称振子窄，增益也比半波长对称振子高，但实际中很少实用，主要因为输入阻抗太大，很难与馈线匹配。

2）折合振子及其变形结构：

折合振子也是天线的基本辐射单元之一，有多种变形，可以在工程上灵活使用。

根据传输线理论，长度λ/2的短路传输线上的电流、电压分布如上左图，由于两根线上的电流流向相反，因而不产生辐射；但以电流波节点A、B把λ/2长短路线压扁变成右图结构，由于两根线上电流同相，因而产生辐射。虽然它的辐射特性像λ/2对称振子，但形状与偶极子不同，称之为λ/2折合振子。其中C位于零电位，把该点与金属杆相连用以固定折合振子，不会影响天线性能。
λ/2长折合振子和λ/2长对称振子辐射特性一样，H面方向图均为全向，E面方向图均呈8字形，HPBW-E=78°，增益2.15dBi。但折合振子的阻抗带宽比对称振子宽，等直径折合振子的阻抗是对称振子的4倍。全波长折合振子因为上面的电流反相而相互抵消，因此没有辐射。
把长度为2L的折合振子的输入阻抗等效为一个粗振子的输入阻抗Z_a与短路线的输入阻抗Z_b并联：

粗振子的等效直径为：

短路线的输入阻抗为：

其中Z_0b为其特性阻抗。
当L=λ/4时，因为Z_b=∞，故折合振子的输入阻抗为4Z_a。

如果Z_in>4Z_a，则a₂>a₁，要采用上图a的不等直径折合振子；如果Z_in<4Z_a，则a₂<a₁，要采用上图b的不等直径折合振子。
当L=λ/2时，因为Z_b=0，全波长折合振子的输入阻抗为0，可见其不能工作。若能加上一个可移动的短路线，就能使折合振子在宽频带工作。
在八木天线和抛物面馈源中，往往采用λ/2折合振子作为有源振子，由于无源振子和抛物面反射体的影响，使折合振子的输入阻抗降低而失配。采用上面c图的不等直径折合振子能有效解决这个问题。
当S≤0.01λ时，折合振子输入阻抗：

此时短路线的特性阻抗为：

等效粗振子的等效半径：

当a₁和a₂<<S时：

当L=λ/4时：

V不同，折合振子的输入阻抗就不同，只要知道了S和a₁、a₂，就能求出V。
有其他一些形式的折合振子天线。
a）三线和四线λ/2折合振子：
用等直径的N个线构成的多线λ/2折合振子的输入阻抗为NxNx70Ω。

左图为λ/2三线折合振子，输入阻抗为630Ω；但中图的三线折合振子和右图的四线折合振子，由于并不构成一个回路，所以输入阻抗并不符合上述公式，实测为1200Ω和1400Ω。

上图是使用两个三线折合振子组成的二元短波天线阵，在自由空间每个λ/2三线折合振子的输入阻抗约为630Ω，但以λ/5间距组阵后，由于互阻抗影响，减小到300Ω，经λ/4特性阻抗为600Ω的阻抗变换段变为1200Ω，两个1200Ω并联为600Ω，最后用任意长度的特性阻抗为600Ω的双导线与发射机相连。 b）长度为3λ/4和3λ/8的折合振子：

上左图是中间开路的3λ/4双线折合振子，图中给出了每个导线上及总的电流分布。实测输入阻抗约450Ω，可用来构成垂直折合单极子，如中图。右图是四线3λ/8长折合振子，图中给出了导线上及总的电流分布，输入阻抗约225Ω。 c）部分折合振子：
为了展宽折合振子的阻抗带宽，可采用下面左图的部分折合振子，改变间距D就能使输入阻抗在很大范围内变化；右图给出了输入阻抗为600Ω的部分折合振子的电尺寸。

常用由反射器、折合振子组成的二元阵作为抛物面天线的照射器，由于互阻抗影响，使天线输入阻抗降低，如果使用普通等直径折合振子，就会使天线失配。为了使天线很好匹配，宜采用阻抗变换比小于4的部分折合振子。

上图是870~960MHz频段工作的直径为1.8m的抛物面天线使用额照射器，有源振子采用了不等直径部分折合振子，使天线在频段内VSWR<1.3，该方案中还有微调机构。
d）复合折合振子：
为了展宽折合振子的工作带宽，使其能在双频工作，可采用复合折合振子。复合折合振子 按形状分为S形和W形，如下左和右图。

移动通信中，用复合折合振子作为基本辐射单元，就能使天线双频工作，如令2L₁=λ_L/2=λ_H，2L₂=λ_H/2。S形和W形复合折合振子的阻抗关系可以用天线模和传输线模分析。W形和S形复合振子的VSWR带宽均比普通折合振子宽，而且在很宽的频带范围内E面方向图均呈8字形。

d）V形复合折合振子：
V形复合折合振子就是把S形、W形复合折合振子变成V形，以便于高、低工作频率之比大于2的双频应用。如，让一副天线在同时在800MHz和2.4GHz工作，由于波长比为3.06，当2L=λ_L/2，在2.4GHz频段工作时方向图裂瓣，天线增益下降。为了兼顾高低频段，利用V形天线的特性，把W复合折合振子向前倾斜变成V形。上左图就是双频工作的V形复合折合振子的电尺寸，θ角一般在150~160°；右图是适合四频道80MHz和八频道187MHz的电视接收天线尺寸。下图则是接收四频道和八频道电视信号的八木天线结构和尺寸。

d）双折合振子：
把尺寸不同的两个折合振子用双导线串联，就构成了双折合振子。双折合振子的作用与S形、W形复合折合振子相同，也能双频工作。

上左图是高低频比<1.25时选取双折合振子的电尺寸的原则，右图是高低频比>1.25时选择双折合振子的电尺寸的原则。图中使用300Ω的双导线t，在500~200MHz频段内，图a中S₁=S=S₃=50~80mm，图b中，S₂=80mm，S₁=50mm，S=60mm。为了与300Ω双导线阻抗匹配，可以对上述尺寸适当调整。

3）环天线：

把长度λ/2的折合振子变形，可以构成边长为λ/4的环天线。环天线的输入阻抗比折合振子低，约100多欧姆。

上面右图是λ/2长四线折合振子变形，可以构成周长为λ的双环天线。 在普通λ/2长折合振子两边附加两块金属板，使有电容板的折合偶极子上的电流分布比无电容板的极子更均匀，见下左图。将这种折合振子变成中图的圆环，其水平面方向图近似全向，如右图所示。

在通过环形且平行电容板的垂直平面内（称中性面）的方向图如其中包线所示，在与中性面正交的垂直面内，方向图呈8字形。由于圆环天线在水平面的方向图近似全向，因此作为电视发射天线。为了提高增益，可以把许多圆环天线在垂直面组阵。折合环天线增益与层数的关系见下表：

层数	1	2	4	6
增益	0.79	1.70	3.63	5.50

4）折合振子的馈电：

λ/2长折合振子是天线的基本辐射单元，既可以单独使用，也可以组阵。电视和移动通信中经常使用八木天线，绝大情况下都是用λ/2长折合振子作为有源振子。由于λ/2等直径折合振子的输入阻抗约200~300Ω，所以常用300Ω的扁馈线与折合振子相连，如下图a。

为了减小扁馈线的损耗，现在大多使用同轴电缆作为馈线，为了实现平衡馈电和阻抗匹配，在同轴线与折合振子之间串联了平衡-不平衡1:4传输线变压器，如图b；但最多使用的是1:4阻抗变换功能的由同轴线构成的λ/2长U形管巴伦，如图c；此外也可以使用图d的无穷巴伦。

上左图是使用无穷巴伦给折合振子馈电的实例，由给定尺寸通过计算机仿真，谐振频率278MHz/波长1079mm，天线输入阻抗280Ω。为了使天线与50Ω同轴线匹配，需要使用λ/4约269mm的阻抗变换段，阻抗变换段特性阻抗为50和280的几何平均值118Ω。根据同轴线的特性阻抗公式：

求得：

假定制作折合振子的金属管壁厚0.5mm，直径10mm，则可以利用折合振子的金属管作为空气介质同轴线的外导体，根据b=9mm，可以求出同轴线内导体直径a=b/7.16=1.26mm。为了降低生产成本，折合振子可以使用不锈钢条或铝条制作，仍然使用50Ω同轴线和λ/4长带线阻抗变换段，用无穷巴伦给折合振子馈电，铝条不能与同轴电缆焊接连接，可以使用线卡固定，如上右图，调整带线的宽窄即可实现阻抗匹配。

5）其他一些折合振子天线：

a）由平面折合振子构成的宽带低轮廓微带天线：
下图是由平面折合振子构成的宽带低轮廓微带天线。天线用微带线馈电，并把微带线作为匹配网络，辐射单元以间距d与反射板平行，之间可以是空气，也可以是介电常数为2.1的介质。

下图是2185MHz天线馈电的具体尺寸，在不同介质基板情况下，该天线性能见下表：

材料	频率	带宽	d/λ	2h/λ	L/λ	交叉极化	增益	HPBW-E	HPBW-H
空气	2130~2240	5%	0.017	0.58	0.35	-25	6~7.5	56~62	74~76
2.1	2130~2240	5.85%	0.019	0.52	0.30	-20	6~6.5	73~84	79~81
空气	2150~2650	21%	0.096	0.42	0.26	-28	5.5~8	63~66	80~82
2.1	2200~2625	17.5%	0.084	0.32	0.22	-25	5~7.5	72~92	70~86

b）宽带平面折合偶极子天线：
下左图是1.7GHz平面折合偶极子天线。为了使天线与50Ω馈线匹配，折合振子的长度L=88mm/0.498λ，宽带W₂>W₁，具体尺寸，W₁=4mm，W₂=32mm，d=e=g=2mm。为了测量折合偶极子的输入阻抗，可以利用镜像原理，把所示的高度为一半的折合振子安装在300X300mm的地板上，构成如右图所示的不平衡结构。把实测值加倍，就得到折合偶极子的输入阻抗。

实测，平衡馈电VSWR<2的频率范围1.2~2.23GHz，相对带宽60%；不平衡馈电VSWR<2的频率范围1.16~2.09GHz，相对带宽75%；增益2.2~2.7dBi；方向图与偶极子类似。
c）由支节和电容加载构成的宽带折合偶极子天线：
下图是由两个支节和电容加载构成的宽带折合偶极子天线。为了作为470~710MHz频段数字电视使用的天线，在中心频率590MHz情况下使用介电常数3.0厚0.125mm的基板制作此天线。天线尺寸，长度L=280mm/0.558λ，宽度W=15mm/0.0295λ，支节尺寸L_s=18mm，d_s=40mm，g_s=2mm，制作折合振子导线的宽度1mm，加载电容0.2pF，用宽0.06mm长4mm的缝隙实现。

天线仿真的输入阻抗频率特性曲线见下左图，可以看出，电抗X=0有三个频率点590和942MHz为串联谐振，763MHz为并联谐振。为了使天线与50Ω不平衡馈线匹配，在天线输入端串联了右图所示的由高、低通滤波器和T结构成的巴伦，除了把不平衡变成平衡，还需要把平衡电阻Z_b=230Ω变换成Z_u=50Ω.为了让巴伦在470~950MHz频段工作，高低通滤波器参数为，C_h1=15p，C_h2=3p，L_h1=56n，L_h2=33n，C_l1=1p，C_l2=1.5p，L_l1=3.9n，L_l2=15n。频段内巴伦插损0.3~0.6dB。

天线在470~950MHz频段，实测VSWR<2.6，增益0.7~2.5dBi。

6）平板偶极子和印刷偶极子天线：

a）平板偶极子天线：
在米波波段，可以用金属片构成偶极子的两个臂，如下面左图所示。两个臂可以等效为半径为a的圆柱振子，金属片的宽度W与a的关系为a≈0.25W。

用平板偶极子天线作电视发射天线，在6~12频道，相对于50Ω馈线，VSWR可低于1.05，如上面右图。
上图是用钩形探针耦合馈电的宽带偶极子天线。平板偶极子每臂宽度W比普通振子宽得多，离开地面的高度也比普通振子低，仅为0.15λ；由于振子中间分开的间距S比较大，一般为S=0.14λ，因而使平板偶极子的总长度变为0.52λ。设计中心频率2.5GHz/波长120mm，钩形探针由三部分组成，第I部分采用厚t=0.8mm介电常数2.65尺寸为47X18 mm的基板，第II部分采用t=0.5mm尺寸为10X47mm的基板，再把三部分黏结在一起，第I部分作为50Ω微带线。

天线具有尺寸，a=7.7mm，b=15mm，e=1.5mm，d₁=14mm，d₂=2mm，S=10mm，H=18mm，L=23mm，W=47mm，G_L=150mm，G_W=150mm。实测，天线VSWR<2的相对带宽48.7%，频率范围2.02~3.32GHz，平均增益8.1dBi；E面HPBW在59~66度，前后比<-12.9dB；H面HPBW在67~76度；交叉极化电平<-18dB。
下图a是带有分支导体型巴伦的λ/2偶极子天线，图b和c分别是带有印刷串联补偿微带巴伦的印刷带线偶极子天线。由于图b中λ/2偶极子天线的输入阻抗约为80Ω，因此需要通过特性阻抗为63Ω的λ/4长阻抗变换段才能与50Ω馈线匹配。为了避免使用λ/4长阻抗变换段而展宽天线的阻抗带宽，宜用图c的可调印刷串联补偿巴伦。

图d是用介电常数3.0损耗角正切tanδ=0.002厚度t=1mm的基板制作的能在1.7~2.5GHz频段工作的印刷偶极子及巴伦参数，数值见下表：

参数	Ld	Wd	Hd	Wg	Lm	Wm	Hm	ws	wm
数值/mm	76	15	27	30	15.5	16	15	1.0	2.5

接地板尺寸200X160mm，没有巴伦印刷偶极子的输入阻抗为144-j105Ω，通过缝隙线约110Ω的阻抗能把印刷偶极子的高阻抗变换到50Ω，VSWR<2的相对带宽41%。
可以用上述印刷偶极子构成的适合1.7~2.5GHz频段工作的八元基站天线阵。不过由于互藕影响，基站天线的工作频段变低0.2GHz，为此必须改变天线的尺寸，长度由76mm变为70mm，总高度由40mm变为42mm，馈电点位置H_m从15mm变为14mm，短路线长度L_m从15.5mm变为12，5mm。整个天线阵采用并联，并采用特性阻抗为35Ω的λ/4阻抗变换段。实测，天线的VSWR<2的相对带宽40%，覆盖1.7~2.5GHz频段，频段内增益>15dBi，交叉极化电平小于-20dB，副瓣电平小于-14dB，后瓣小于-35dB。
b）印刷偶极子天线：
印刷偶极子天线的形状有多种，可以是带线，也可以是平面，可以是双面，也可以是单面。平面形状有矩形、方形、五角形、椭圆形、泪珠形等。
用低介电常数基板制作的双面印刷偶极子天线激励的表面波极小，极化纯度高，对给定厚度的基板带宽最宽，重量轻，为平面结构，可以用平衡双线带线馈电，偶极子与馈线可以用一块基板制作，成本低，易批量生产。
偶极子的直径越粗，其带宽越宽，而且谐振长度越短。在长度直径比L/(2a)=10的情况下，为实现50+j0Ω的阻抗，以便与50Ω同轴线匹配，偶极子长度L=0.427λ；如果用宽度W的薄金属片制作偶极子，它与直径2a的金属管偶极子的等效关系W=4a。

在用微带并联馈电构成多元双面印刷偶极子天线过程中，宜用平衡双线带线把两单元并联。由于输出为不平衡50Ω同轴线，所以需要用巴伦把不平衡变为平衡；由于最后两单元并联后要与50Ω匹配，采用上左图的渐变微带巴伦可完成50Ω同轴线和双线传输线的过渡及阻抗平衡，所以过渡段馈线的特性阻抗应为100Ω。
上中图是2.4GHz使用的双面印刷平板偶极子天线，右图是W=12mm的双面印刷平板偶极子天线仿真的S11频率特性曲线，可以看出，VSWR<2的相对带宽为22.7%，不同宽度和不同夹角的情况下，天线谐振频率、绝对带宽及输入阻抗见下表：

W/mm	θ	频率/MHz	BW/MHz	Zin
8	47.5	2.44	540	50.4+j1.1
12	60	2.4	580	51.7+j1.9
16	67	2.38	620	54.2+j1.8

上左图是2.4GHz两单元双面印刷平板偶极子天线阵，其中使用了长度不等的四根50Ω微带线连接偶极子，其中线3为匹配支节。线长与阻抗见表：

线	1	2	3	4
长度/mm	52	3.9	3	34
宽度/mm	1.2	1.2	1.2	1.2
阻抗/Ω	50	50	50	50

上右图是用渐变微带巴伦馈电的双面印刷平板偶极子天线，尺寸：

实测，VSWR<2相对带宽22.0%。

上左图是串馈双面印刷带线偶极子天线。为了实现宽带宽，采用了频率分别高于和低于中心频率的一对串馈长短偶极子。用介电常数2.2厚0.8mm的基板制作，中心频率2GHz，天线尺寸，W₁=W₂=4mm，L₁=61mm，L₂=73mm，d=30mm，W_p=0.9mm，双带线馈线特性阻抗118Ω，介电常数1.38。右图是无反射板的串馈双面印刷带线偶极子的特性曲线，在1.7~2.4GHz频段内，VSWR<2的相对带宽34%，增益大于4.5dBi。

上图是把串馈双面印刷带线偶极子安装在宽度W₀=120mm平面反射板上和安装在W₀=44mm侧边斜高L₀=22mm、φ=30°的U形反射板上，在H=30mm，两种地板长300mm情况下，仿真的HPBW和增益曲线。可以看出，U形反射板上天线增益和HPBW随频率的变化比平反射板缓慢，在两种反射板上VSWR<1.5的相对带宽30%。

上图是位于平面反射板上，单元间距D=120mm，用平行带线把两两单元并联构成的四元双面印刷偶极子天线阵。实测，在1.7~2.4GHz频段内，VSWR<1.5的相对带宽为34%，增益大于12dBi。

7）蝶形偶极子天线：

蝶形Bow-Tie偶极子实际上是平板偶极子的一种，形状像蝴蝶。蝶形偶极子是双锥偶极子天线的平面形式，通常由两块三角金属板构成，也可以由单面或双面覆铜介质板用印刷电路板制作。蝶形偶极子天线的输入阻抗与馈电方法密切相关，最简单的馈电方法就像用同轴线给偶极子馈电一样，但必须使用巴伦完成平衡-不平衡转换。
a）微带线馈电的平面蝶形偶极子天线：
平面蝶形偶极子天线可以用共面波导和微带线馈电，如果蝶形偶极子的两个臂分别位于基板的正反面，最适合用平行带线馈电，再用λ/4阻抗变换段或渐变线完成阻抗匹配。

如上左图，用平行带线给位于基板正反面的蝶形偶极子天线馈电，用λ/4阻抗变换段完成阻抗匹配。右图是该天线的S₁₁频率特性曲线，可以看出VSWR<2的相对带宽19%。用指数渐变线可以使蝶形偶极子VSWR<2的相对带宽达到68%，如下图。

下图是L波段与馈电网络垂直，用厚度1.524mm介电常数3.04的基板制作的蝶形偶极子天线，特别适合用作手动射频识别搜索器，或无线监控天线。

蝶形偶极子天线用带串联补偿微带分支导体的巴伦馈电，开路支节特性阻抗Z_b=31Ω，尺寸为，W_a=3.95mm，W_b=7.56mm，W_ab=4.92mm，W_g=43.8mm，θ_a=149.68mm，θ_b=28.13mm，θ_ab=37.5mm，B=2mm，E=3mm，ɑ=62.5°。实测，VSWR<2的相对带宽22.8%，频率范围1.42~1.78MHz，并有第二个谐振频率。在天线中心谐振频率1575MHz时，HPBW-E=38°，交叉极化电平-20dB，增益4dBi。

左图是适合3.1~10.6GHz的UWB使用的用1.27mm介电常数6.15基板制作的双面蝶形偶极子天线，尺寸为，L=15.8mm，L₁₁=4.6mm，L₁₂=11.7mm，C=1mm，L₁=3.2mm，L₂=11.9mm，L₃=4.3mm，W₁=1.4mm，W₂=2.6mm，W₃=2.8mm，W=1.87mm。中图是S₁₁频率特性曲线，在频段内S₁₁<-10dB，带宽比3.42，最大增益2.2~3.4dBi。
上右图是使用厚0.787mm介电常数2.2的基板制作的用微带线馈电的蝶形偶极子天线，中心频率7.15GHz，提供VSWR<2的相对带宽10.6%，频率范围6.5~7.8GHz。尺寸见表：

参数	a	c	u	v	L1	L2	L3	W1	W2	W3
尺寸/mm	23.97	5.0	20.76	19.56	4.25	6.76	5.55	1.89	0.9	2.4

b）用同轴线馈电的平面蝶形偶极子天线：

上图是500~700MHz频段用同轴线馈电蝶形偶极子天线，右图是VSWR的频率特性曲线，可见VSWR<2的相对带宽33.3%。

上图是同轴线馈电的在L波段工作的蝶形偶极子天线，为了展宽带宽，在一个臂边缘切割了一个矩形缺口，在张角ɑ=30°情况下，馈电点到中心的距离d_p=4.2mm。实测，VSWR<2的相对带宽4.2%。
c）蝶形偶极子天线阵：

上图是10GHz单元间距λ/2的四单元微带馈电蝶形偶极子天线阵，实测VSWR<2的相对带宽10.7%。

上图是用平行带线和渐变微带巴伦并联馈电的八元双面印刷蝶形偶极子天线阵。
d）加载蝶形偶极子天线：
由于蝶形偶极子是宽带天线，所以常常作为脉冲辐射天线。为了减小反射和馈电点的跳动效应，应采用加载天线，可以连续加载，也可以用电阻集中加载。

上图是蝶形偶极子一个臂用表面安装电阻集中加载构成的加载蝶形天线，但用电阻加载使天线效率低。为了提高天线的效率，可以用电容和电阻组合加载的方法。

上图是在聚四氟乙烯基板上用印刷电路技术制作的张角为90度的圆弧形蝶形偶极子的一个臂。为了用电容加载，在90度圆弧形蝶形偶极子上腐蚀出同心的缝隙，为了增加线性电抗，缝隙宽度由中心向外逐渐变宽。在蝶形偶极子的部分金属上涂敷吸波材料来实现电阻加载。

8）水平面宽波束偶极子天线：

实际应用中，有时需要使用水平面宽波束天线，如移动通信的三扇区蜂窝系统。使水平面波束变宽的方法很多，最常用的就是改变安装λ/2基本辐射单元接地板的形状，如安装在角形反射板上或U形接地板上，另一种就是改变天线的形状，对偶极子来说就是采用倒V或倒U形偶极子。
a）由倒V形印刷偶极子构成的宽波束天线：
为了展宽印刷偶极子天线的水平面波束宽度，把偶极子的两个辐射臂下倾，与馈线成30度夹角，就变成倒V天线。如下左图。为了把它作为基站天线的基本辐射单元，需要把它距反射板λ/4处垂直安装在反射板上。虽然该天线谐振时输入阻抗为80Ω，附加了图中所示的微带匹配网络后，仍然可以使VSWR<2的相对带宽达到18%。此时，微带巴伦微带线长度θ_b=105°，平衡线长度θ_ab=90°，图中还给出了印刷偶极子天线和馈电网络的其他电尺寸。

在L波段，实测倒V形印刷偶极子天线，在1.2~1.4GHz频段内，交叉极化电平<-25dB，HPBW-H=110~130°，HPBW-E=60~70°。
b）把偶极子天线安装在夹角大于180度的角反射器上：
为了使天线具有宽波束水平面方向图，宜把天线安装在夹角大于180度的角反射器上，如上右图。把具有宽频带特性的印刷五角形偶极子作为基本辐射单元，用多个宽带偶极子在垂直面组阵，五角形偶极子和馈电网络均用双面覆铜介质板印刷电路技术制作。五角形偶极子的一个臂位于介质板的正面，另一个臂位于介质板的反面，每个五角形偶极子的输入阻抗约100Ω，按图组成四元天线阵，分别用特性阻抗为100Ω的平行微带双线与五角形偶极子相连，再分别把1、2偶极子并联，3、4偶极子并联，并使并联点A、B的阻抗为50Ω，之后使用长度约0.85λ的渐变平衡带线把A和B点的50Ω阻抗变换为C点的100Ω.两个100Ω并联后变为50Ω，最后与特性阻抗为50Ω的渐变微带巴伦相连，用渐变平衡微带线完成阻抗变换。角反射器天线的水平面半功率波束宽度与角反射器的夹角α有关，在2.4GHz实测，ɑ=225度的四元角反射器天线HPBW-H=180°，ɑ=270度时HPBW-H=90°,ɑ=315度时HPBW-H=60°。

上左图是五角形印刷偶极子和馈电网络，右图是四元角反射器天线实测VSWR频率特性曲线，可见VSWR<2的相对带宽37%。
在室内外WLAN和点对点、多点对多点的微波及毫米波通信，需要使用水平面宽波束扇区高增益天线，可采用下图的由五角形印刷偶极子作为馈源构成的角反射器天线阵。天线阵由位于角反射器轴线上的八个印刷偶极子及馈电网络和由夹角为α的两块金属板构成的角反射器组成，偶极子到轴线的距离S=λ/4。

为了实现宽频带和消除表面波，偶极子为五角形，且在第二个谐振点工作，五角形偶极子和平衡微带线馈电网络均用印刷电路技术制作，五角形偶极子的一个臂位于介质板的正面，另一个臂位于介质板的背面。由于五角形偶极子在第二个谐振点工作，因此调整其尺寸，可使输入阻抗约为100Ω。用介电常数2.1后0.254的基板制作的S=λ/4、ɑ=180°的印刷五角形偶极子天线阵，实测VSWR<2的相对带宽40%，调整角反射器的夹角ɑ，可以得到不同的水平面波束宽度。

上图是当ɑ=127.5/180/225度时的反射器，可以实现HPBW-H为55/110/180度。

上图是八单元五角形偶极子及馈电网络，馈电网络由七个T型功分器组成，为了把100Ω变为50Ω采用线性渐变段。在中心频率26GHz的不同ɑ角八元天线阵的实测电参数表：

ɑ	增益	SLL	前后比	HPBW-E	HPBW-H
127.5	19.3	12	30	7.4	57
180	16.9	12	28	7.4	112
255	13.8	12	21.8	7.4	184

c）有桥蝶形偶极子：
下图是安装在小地板上的有桥蝶形偶极子天线，其中把蝶形偶极子天线的四个角切掉，变成圆弧形，不仅减小了蝶形偶极子的尺寸，而且有利于阻抗匹配。用厚0.5mm介电常数2.65的基板制作，天线输入阻抗主要由张角β决定，β=120°，蝶形偶极子的输入阻抗约100Ω.用串联补偿分支导体型巴伦给蝶形偶极子馈电，在中心频率6GHz下，天线和桥的尺寸，W=50mm/λ，L=90mm/1.8λ，L_d=50mm/λ，R=9.5mm，H_d=12.5mm/0.25λ，L_b=80mm/1.6λ，H_b=24.5mm/0.49λ，W_h=10mm，W_v=4mm。

实测上述有桥蝶形偶极子天线，在5.35~6.9GHz频段内，VSWR<2的相对带宽25.3%，HPBW-H>102°，HPBW-E<31°，随着频率的增加半功率波束宽度均变窄，而E面副瓣电平加大；交叉极化电平<-17dB。

9）双频或多频偶极子天线：

a）由安装在双接地板上折叠偶极子天线构成的双频天线：
下图是安装在双接地板上用同轴线馈电的折叠偶极子天线，折叠偶极子天线的左臂与同轴线的内导体直接相连，右臂则接在一个小地板上，为了使尺寸紧凑并保持对称方向图，再把两个臂反方向折叠，把每个臂的最后部分加宽，且把另一个臂接在小地板上，目的都是展宽带宽。为了实现单向辐射，把折叠偶极子安装在一个大地板上。在实测的S₁₁频率特性曲线上看出，VSWR<2的频带有两个，GSM频段相对带宽16%，2250MHz高频段相对带宽62%，GSM频段增益10dBi，HPBW-H=70度，高频段增益7dBi，HPBW-H=100度。

为了解决天线的支撑问题，反向折叠偶极子天线和上接地板用厚3.175mm介电常数2.33的基板制作，单个天线尺寸80X64mm。

上图是由安装在双地板上的五个折叠偶极子组成的天线阵侧视图。

上左图是天线阵的照片，右图是天线阵的馈电网络。为了实现双频工作，天线阵由四周四个双频偶极子天线和中心仅在DSC频段工作的单个天线组成，用图中的馈电网络可以保证给每个单元同相馈电。
b）由双面印刷带线偶极子构成的双频天线：
下左图是用渐变微带巴伦和平衡双线给串联长短双面印刷偶极子馈电构成的900/1500MHz双频天线。为了实现f₁和f₂双频工作，让长短偶极子分别近似谐振在f₁和f₂上，而且让长短偶极子离地面的高度分别为λ₁/4和λ₂/4，以实现单向辐射为此必须限定长短偶极子之间的间距d=0.2~0.3λ₂。在限定d取值情况下，为了取得最佳天线参数，长短偶极子必须反相。

用厚1.6mm介电常数3.2的基板制作双面印刷带线偶极子及渐变微带巴伦和平衡双线，对900/1500MHz双频，天线具体尺寸，W₁=W₂=6mm，L₁=130mm，L₂=70mm，d=50mm，平衡带线特性阻抗61Ω，线宽W_p=3.5mm，H=45mm，W₀=240mm；对900/1800MHz双频，天线具体尺寸，W₁=W₂=6mm，L₁=135mm，L₂=64mm，d=40mm，平衡带线特性阻抗64Ω，谐振电阻58Ω。由上右图的VSWR频率特性曲线，VSWR<2的频率范围为850~1000MHz和1360~1600MHz。

上左图是双面印刷带线偶极子天线的横截面尺寸及适合三扇区使用的H面方向图，在900/1500MHz，天线的H面半功率波瓣宽度均为120度；右图是把两个双频印刷偶极子天线安装在地板上的横截面尺寸及H面方向图，在900/ 1500MHz，天线的H面半功率波瓣宽度均为60度。
c）由许多矩形缝隙印刷偶极子构成的双频天线：

上图是宽带印刷偶极子，中心频率1300MHz，波长230.8mm，用介电常数2.2厚1mm的基板制作的尺寸见下表：

参数	d2	d3	h1	h2	h3	h4	h5	h6	h7	W1	W2	W3	φ
尺寸/mm	115.3	23.7	18	63.5	45	9	18	32	41	3	1.5	3	72°

右图是VSWR的频率特性曲线，可见VSWR<2的相对带宽41.5%。

为了使印刷偶极子双频工作，在印刷偶极子正面腐蚀出许多矩形缝隙，大矩形缝隙的尺寸用A、B表示，沿偶极子的两个臂有三个周期单元，沿偶极子的馈线方法有四个单元。在偶极子及馈线平面引入一些矩形周期缝隙单元，改变了电流分布，因而出现双频特性。在A=10.2mm，B=6mm情况下，天线在L波段VSWR<2的相对带宽47.8%，在S波段15.1%。在L波段E面方向图后瓣比较大，在S波段H面方向图不圆度有些差。
d）用分支巴伦馈电的双频偶极子天线：

上左图是分支型双频巴伦，把特性阻抗Z₁电长度θ₁的分支线变成两段，且在中间并联了电长度θ₁特性阻抗为Z₂/2的开路支节；把电长度θ₁特性阻抗分别为Z₃和Z₄的双频阻抗变换段串联作为另外两根分支线；在四个端口均并联了电长度θ1特性阻抗Z₂的开路支节。设计双频分支型巴伦公式：

其中，f₁和f₂为工作频率，根据工作频率可以求出θ₁和θ₂。而Z₁或Z₂可以任意选择，给设计带来一定自由度。当f₁=2.45GHz，f₂=5.25GHz，Z₁=47.55Ω，求出θ₁=θ₂=57.27°，Z₂=115.12Ω，Z₃=78.19Ω，Z₄=63.95Ω。
上面右图是用厚0.755mm介电常数2.2的基板制作的2.45/5.25GHz双频分支线型巴伦和双频印刷偶极子天线。虽然只对5.25GHz偶极子馈电，由于耦合，调整振子臂长、宽度和间距，可以使寄生振子在2.45GHz工作。双频偶极子尺寸，L₁=42.7mm，L₂=80mm，L₃=28mm，W₁=2.3mm，W₂=3mm，D₁=D₂=0.6mm。测试，天线在2.45/ 5.25GHz，S₁₁<-17dB，增益3.65/4.56dBi，绝对带宽110/290MHz，相对带宽4.48/5.5%。
e）由多个框形印刷偶极子构成的多频偶极子天线：
在有限尺寸情况下，用框形印刷偶极子能方便地构成多频天线。

上面左右分别为印刷偶极子和框形印刷偶极子，两个天线都由渐变微带线型巴伦馈电，中心频率2.4GHz，都用1mm厚介电常数2.65的基板制作，偶极子的两个辐射臂分别位于基板的正反面。尺寸，印刷偶极子L₁=25mm，W₁= 12mm，微带馈线宽度W₂=2.7mm，W₃=2mm；框形偶极子宽度W₄=2mm，其他尺寸与偶极子相同。由于印刷偶极子的电流分布位于整个振子表面，框形印刷偶极子上最强电流却集中在边缘，因而电流流动的路经比偶极子长，所以框形偶极子的谐振频率比偶极子低。

上左图是适合2.4/3.5GHz双频工作的框形印刷偶极子天线，右图则是适合1.8/2.4/3.5GHz三频工作的框形印刷偶极子，均用厚1mm介电常数2.65的基板制作，参数见表：

天线	L1	W1	L2	W2	W3	W4	W5	W6	W7	W8	L3
双频	24.0	12.0	20.0	6.0	2.7	2.0	1.5	1.5	-	-	-
三频	31.0	18.0	26.5	12.0	6.0	1.5	1.5	1.5	2.0	2.7	20.0

双频天线，VSWR<1.5的相对带宽，在2.4GHz频段为12%，在3.5GHz频段8%，增益都为2.3dBi；三频天线，VSWR<1.5的相对带宽，在1.8GHz频段24%，在2.4GHz频段为6.5%，在3.5GHz频段3.6%，增益分别为1.87/2.31/2.65dBi。

10）双极化偶极子天线：

a）由正交双面印刷偶极子构成的双极化天线：
把带有寄生偶极子的印刷偶极子作为基本单元，可以构成波束宽度90度的极化分集天线。

上左图，该双印刷偶极子天线具有相等的E面和H面方向图，采用寄生偶极子展宽了天线的带宽。右图中，把印刷偶极子天线一上一下按水平/垂直方式配置，构成了水平/垂直双极化高增益天线阵。把三个这种高增益双极化天线阵在一个圆周上按照120度间距配置，就构成了三扇区双极化天线。把三个极化分集天线安装在一个天线罩内，有利于减少基站天线的数量及建设费用。
b）由四个泪珠天线构成的双极化平面偶极子天线：
下左图是由四个泪珠天线构成的双极化平面偶极子天线，四个形状和尺寸完全相同，但布局和馈电稍有不同。垂直方向有一对；泪珠天线，其圆弧部分相对，由aa'点馈电；水平方向有一对泪珠天线，圆锥部分相对，由bb'馈电。aa'点输入阻抗100Ω，bb'点输入阻抗200Ω。aa'点馈电的一对垂直泪珠天线，在1~2GHz频段交叉极化电平低于-25dB，E面HPBW为50~60度，H面HPBW为70~90度，最大增益7~11dBi。

两对泪珠构成的双极化偶极子天线有10:1的阻抗带宽，但对每种馈电的双极化泪珠天线，方向图带宽只有2:1。
c）由正交折合偶极子天线构成的双极化天线：
下图是适合DCS/PCS/ITM2000三频使用的用间隙2mm空气微带巴伦耦合馈电的宽带折合偶极子天线，也可以把它作为基本单元组成阵列。尺寸，W_a=100mm，W_b=100mm，H₁=42mm，W₁=10mm，W₂=5mm，L₁=71mm，W₃=1mm，W₄=2mm，W₅=8mm。

实测，上述天线在1710~2170MHz频段VSWR<1.5。上述天线安装在U形地板上，为了防止正交折合偶极子和各自的微带馈线相接触，让一对正交折合偶极子和一对正交微带线中间相互重叠的部分，一个凸出一个凹进，馈线和天线间分开的距离用2mm硬泡沫固定。实测，在1710~2170MHz频段内的90%频点，端口之间隔离度S₂₁<-29dB；两个边频1710/2170MHz的H面的半功率波瓣宽度分别为68/62度。
d）由正交钩形带线耦合馈电的方板偶极子天线构成的双极化天线：

上左图是由正交钩形带线耦合的馈电的宽带双极化正交平面方板偶极子天线，中心频率2.45GHz，波长122.1mm，方板偶极子每个臂长L=29.2mm，在正交平面方板偶极子四个内角上，相距S=6.2mm，分别用高H=28mm/0.23λ宽W=16.5mm的金属板把平面方板偶极子与地板相连，用正交钩形带线给正交方板偶极子耦合馈电，正交钩形带线由宽度渐变的传输段和倒U形耦合段组成。为了增强端口隔离度，让两个正交钩形带线一高一低，以减小之间的耦合。上中图为正交钩形带线的顶视图，右图为侧视图。尺寸表为：

参数	G	L	S	W	W1	W2	W3	H	d1
尺寸/mm	1496	29.2	6.2	16.5	5.2	3.8	28	28	1.18
参数	d2	h1	L1	a1	B1	h2	L2	a2	B2
尺寸/mm	13.1	27	13.6	4.5	2.0	21	13.6	4.0	2.0

实测，端口1，VSWR<2的相对带宽69.7%，频率范围1.718~3.558GHz；端口2，VSWR<2的相对带宽74.6%，频率范围1.557~3.409GHz；最大增益9.5dBi，3dB增益带宽1.6~3.55GHz。在1.7~3.8GHz频段内，隔离度大于-36dB。频段内E面和H面HPBW在58~64范围内。
e）由介质加载正交钩形探针耦合馈电正交方板偶极子构成的双极化天线：
下图是由四块相邻边短路的方金属板和四个钩形探针构成的双极化宽带平板偶极子天线，方金属板边长L=W₁=34mm/0.22λ，垂直短路金属板的宽度W₂=24mm/0.15λ，整个天线对称安装在边长130mm/0.8λ的方地板中心。为了改善天线方向图，在地板的周围附加了边高W_h=24mm/0.15λ的四块边墙。钩形探针由介电常数2.65的三部分黏接而成。

把双极化天线的输入阻抗设计为50Ω，端口1的T形馈电网络的输出端A、B同相，与A、B钩形探针相连，构成-45度极化天线。由于天线的输入阻抗50Ω，所以馈电网络的微带线OA、OB的特性阻抗Z_c均为50Ω，并联后变为25Ω。为了与50Ω馈线匹配，附加了一段特性阻抗为35.4Ω的λ/4阻抗变换段。同理，与端口1馈电网络正交的端口2的T形馈电网络的输出端C、D与C、D钩形相连构成+45度极化天线。双极化方板偶极子天线在1.9Ghz时的尺寸：

参数	H	L	W1	GL	GW	Wh	S	W2	a	b	d	e
尺寸/mm	24	34	34	130	130	24	10	24	8.7	15	2	0.5
电尺寸/λ	0.15	0.22	0.22	0.82	0.82	0.15	0.10	0.25	0.09	0.15	0.02	0.005

实测，端口1，VSWR<2的相对带宽24.9%，频率范围1.65~2.12GHz；端口2的VSWR<2相对带宽28.4%，频率范围1.60~2.13GHz；隔离度S₂₁<-29dB；两个端口平均增益8.2dBi。HPBW为60~67度；无边墙的前后比，5.4~14.8dB，有边墙前后比15.3~24.3dB。
f）由正交梯形偶极子和短路蝶形贴片构成的组合双极化天线：

上图是由上层正交梯形偶极子和下层正交短路蝶形贴片构成的组合双极化天线。上层正交梯形偶极子是由四个尺寸为W₁=46.3mm，W₂=10.3mm，P=43.6mm的梯形金属板和四个高度为h_d的圆柱线组成的，四根圆柱线还起到固定支撑梯形偶极子的作用；下层由位于边长为150mm的方地板中心的正交蝶形贴片组成，用一对位于蝶形贴片下面离贴片间距t=1mm的倒L形空气微带线馈电，倒L形空气微带线馈电一端与SMA插座的内导体相连，另一端连接到相反蝶形贴片的边缘。倒L空气微带线馈电的特性阻抗有两种，靠近中心的为100Ω，带线宽度1.6mm，长度b=10mm；另一种为50Ω，带线宽度4.9mm，长度a=36mm。用100Ω阻抗匹配段把天线的高输入阻抗变成50Ω。为了防止正交微带馈线短路，把端口2的微带馈线在中心向下弯曲。为了进一步展宽天线的阻抗带宽，在微带馈线中附加了宽1.6mm长10mm的短路支节。
组合双极化天线工作频段为1710~2170MHz，一对蝶形贴片的距离L和宽度W₀主要影响谐振频率，最佳值为L=0.5Ω，W₀=0.36λ，其中波长为最低工作频率1710MHz对应的波长。天线在1.95MHz谐振，使用梯形偶极子是因为能实现高且稳定的增益。天线尺寸及相对于最低工作频率的波长λ_L的电尺寸表：

参数	G0	h	L	P	W0	W1	W2	r	S
尺寸/mm	150	17.5	91	43.6	64	46.3	10.3	1	3
电尺寸/λL	0.85	0.1	0.52	0.25	0.36	0.26	0.06	-	0.017

实测，两端口VSWR<2的相对带宽23%，在1710~2170MHz频段内，隔离度S₂₁<-30dB，增益6.6~6.9dBi。实测的HPBW和F/B比为：

频率/GHz	+45°			-45°
	HPBW-E	HPBW-H	F/B	HPBW-E	HPBW-H	F/B
1.17	72.8	73.5	18.9	72.1	72.2	18.9
1.8	79.6	81.9	18.9	76.9	78.9	18.9
1.95	82.6	86.4	18.3	84.2	82.1	18.3
2.17	78.2	84.3	19.3	81.9	79.8	19.3

11）宽带偶极子天线：

展宽偶极子天线的带宽有多种方法，可以采用寄生振子，也可采用开式套筒，可以用三角形加载，或采用短路桥，采用方板、泪珠等宽带偶极子。
a）带寄生振子的宽带印刷偶极子天线：
下左图是带寄生振子的宽带印刷偶极子天线，由于附加了寄生振子，且由电容补偿的巴伦进行平衡馈电和阻抗匹配，因而实现了宽带宽，VSWR<1.5的相对带宽49.5%，而且在整个频段内有很低的交叉极化电平。巴伦不仅减小了偶极子天线在低频偏离谐振频率时的电抗，而且为高频提供了谐振，S₁、d和L₁对阻抗匹配很灵敏。

中心频率为1.85GHz，用厚1.5mm的FR4基板制作的天线，尺寸见表：

参数	W1	W2	W3	S1	S2	L1	L2	L3	L4	t
尺寸/mm	8	8	9	0.5	5	47	42.7	28	40.5	3

实测，VSWR<1.5的频率范围1.4~2.3GHz，频段内交叉极化电平低于-21dB。
b）带双寄生振子的双面印刷偶极子天线：
上右图是610~960MHz频段的用平衡双线馈电的带双寄生振子的双面印刷宽带偶极子天线。由于寄生振子与偶极子互藕，使互阻抗与偶极子的自电抗相互补偿，因而展宽了带宽。下左图是使用上述单元组成的四元天线阵，由于馈线和地板并不同电位，因此馈线造成的杂散辐射导致天线产生很大的寄生副瓣。为了抑制寄生辐射，在微带线的地上附加了一个金属框，如右图。

单个带寄生振子的印刷偶极子天线VSWR<1.8的相对带宽61%，VSWR<1.3的相对带宽43%。在天线阵微带馈线的地上附加了金属框后，天线阵副瓣降低到-17dB以下，前后比改善10dB。在610~960MHz频段内，四元天线阵实测，VSWR<1.7，增益9.5~11.9dBi，SLL<-16dB，前后比>30dB。
c）末端加载和带有平面开式套筒的印刷偶极子天线：
实际应用中，希望天线尺寸小、宽频带、低成本、易批量生产。

上图是印刷平面开式套筒偶极子POSD(Planar Open-Sleeve Dipole)。由于采用了开式套筒，展宽了带宽。为了进一步减小尺寸，可以采用右图的末端加载平面开式套筒偶极子ELPOSD (End-Loaded Planar Open-Sleeve Dipole)。
在中心频率1GHz/波长300mm，偶极子长度约λ_L/2，套筒长度约λ_H/2，最佳平面开式套筒偶极子尺寸：

参数	L	W	Lp	Wp	S	ε	h	tanδ
带宽最佳	165	18.74	97.2	15.1	2.0	-	-	-
双频优化	144.2	17.7	98.3	4.57	2.27	-	-	-
介质加载	133.2	10.85	64.0	11.96	3	6	3.36	0.0023

末端加载平面开式套筒偶极子尺寸：

参数	L	W	Ls	Ws	Lp	Wp	S	ε	h	tanδ
带宽最佳	133.4	19.16	16.2	7.7	98	11.49	2.0	-	-	-
双频优化	144.2	17.7	21	10	98.3	4.57	2.27	-	-	-
介质加载	109.9	11.79	12.51	4.57	64.1	10.2	3.11	6	3.36	0.0023

偶极子天线VSWR<2的相对带宽14%，频率范围930~1070MHz；POSD和ELPOSD天线在750~1245MHz频段内VSWR<2，相对带宽49.6%；中心频率处，POSD天线增益2.41dBi，ELPOSD天线增益2.3dBi。用末端加载平面开式套筒偶极子和平面套筒偶极子还可以构成双频天线，在阻抗带宽相同情况下，平面开式套筒偶极子天线长度165mm，但末端加载平面开式套筒偶极子天线的长度只有133.4mm，长度缩短19%。
d）三角形加载宽带印刷偶极子天线：
下左图是L波段用渐变微带巴伦馈电的三角形加载宽带偶极子天线。为了展宽带宽，除了三角形加载外，在微带馈线中使用了支节。天线电尺寸，L₁=0.475λ_g，L_h=0.209λ_g，W_e=0.076λ_g，f_p=0.021λ_g，h_s=0.119λ_g，L_s=0.307 λ_g，L_f=0.475λ_g，ɑ=8°，β=100°。其中λ_g为中心频率对应波长除以介电常数的平方根。

用介电常数4.2的基板制作1.5GHz的三角形加载偶极子天线，支节位置对带宽影响很大。在支节位置L_s=14mm时，VSWR<2的相对带宽50.5%，增益大于6dBi。
e）有短路桥的UWB偶极子天线：
上右图是适合3.1~10.6GHz频段使用的超宽带偶极子天线，由于采用了短路桥，天线实际上变成由偶极子和环构成的组合天线。用介电常数3.38厚0.8mm的基板制作，天线尺寸，L=40mm，W=10mm，L_h=8mm，W_h=2.5mm，L_v=18mm，W_v=1.5mm，m=12mm，W_f=3mm，g_f=1mm。由于采用短路桥，把偶极子臂的末端变成椭圆及把偶极子的内臂渐变，不仅把偶极子的谐振波长由最低频段的0.5λ变为0.4λ，而且更利于阻抗匹配。要选择偶极子输入端带线的宽度W_f和间隙g_f，以便使缝隙线的阻抗为100Ω。

上面左图是有无短路桥仿真的S11频率特性曲线，有短路桥，不仅在4.3~12GHz频段内使S₁₁<-10dB，而且使3~4.3GHz频段内的S₁₁也小于-10dB，使VSWR<2的相对带宽变为118%，频率范围2.8~10.9GHz。由于该天线是UWB对称天线，必须使用巴伦，把50Ω的不平衡的同轴馈线变成输出阻抗为155Ω的平衡馈线。右图中的UWB巴伦是由特性阻抗分别为124/87/61Ω的三段切比雪夫变换段组成，由50Ω变成155Ω，再利用共面带线逐渐把155Ω变成缝隙线的100Ω.该天线在频段内最大增益2.4~6.2dBi。
f）同轴线馈电印刷方板偶极子天线：

上图是用厚0.6mm介电常数4.6的基板制作的1710~2500MHz频段使用的宽带印刷偶极子天线，直接用50Ω同轴线馈电。为了使偶极子单向辐射，安装在金属板上。天线尺寸，h=0.6mm，L_s=140mm，W_s=90mm，W=L₁=L₂= 28mm，G=2.5mm，L_r=180mm，W_r=120mm，d=42mm。天线在1.64~3.6GHz频率范围的75%相对带宽内，VSWR<1.5；在1.52~3.64频率范围的82%相对带宽内，VSWR<2。在1.5~2.5Ghz频率范围，实测增益6dBi。
g）加微波吸波材料的平面方板印刷偶极子天线：
位于接地板上的平面方板印刷偶极子天线，为了进一步扩展带宽，必须消除不带巴伦的同轴线馈线造成的方向图不对称问题，另外由于偶极子与地板之间的距离d与频率有关，必须解决高频段天线方向图裂瓣问题。因此使用渐变微带巴伦馈电，消除同轴线直接馈电造成的不平衡现象，在天线和地板之间附加吸波材料。

采用上述技术制作的天线如上图，偶极子每个臂均为L=W=28mm的方板，用厚0.8mm介电常数4.6的单面覆铜板制作。偶极子仍然按λ/2长度设计，即2L+G=λ/2。微波吸波材料AN-25厚29mm，是用碳加载的板形吸波材料。在2.4GHz时，反射系数小于-20dB。实测，没有吸波材料，VSWR<2相对带宽96%，频率范围1.53~4.37GHz；有吸波材料，VSWR<2相对带宽93%，频率范围1.55~4.28GHz。没有吸波材料，在3.64和4GHz，E面和H面方向图裂瓣；加吸波材料，在1.52~3.64GHz频段，增益均大于4.5dBi。
h）由平面倒锥构成的低轮廓偶极子天线：
由两个平面泪珠单元反相馈电就可以构成低轮廓平面倒锥偶极子天线LPDiPICA(Low Profile Dipole Planar Inverted Cone Antenna)，把天线放在间距λ/4的有限大金属板上，就能在宽频带实现高增益单向辐射。

上图是用介电常数2.33厚0.79mm的介质板采用印刷电路技术制作的最低工作频率1GHz的由平面倒锥构成的宽带偶极子天线。最大尺寸AXB=152X76mm，相当于A=λ_L/2，B=λ_L/4，λ_L=300mm。可以把平面泪珠偶极子天线看成是在低频段工作的线状偶极子和在高频工作的双渐变缝隙的组合结构。
在2.1~10GHz频带内，相对于100Ω的VSWR<2的带宽比为4.76:1，交叉极化电平小于-25dB，方向图呈单向辐射。天线到接地板的高度为38mm，相当于2.0GHz的1/4波长，天线在E面和H面的半功率波瓣宽度分别为50~60度和70~90度，增益7~9dBi。频率大于3GHz时，方向图裂瓣。天线的阻抗带宽比4.76:1，但方向图带宽仅为2.2:1。
i）宽带电磁偶极子天线：

上图是由层叠偶极子和短路蝶形贴片构成的宽带电磁偶极子天线。位于短路蝶形贴片上面的偶极子天线实际上是两个倒L形、长宽为L_dxL_w的金属片。用距离短路蝶形贴片1mm间隙的倒L形空气微带线给电磁偶极子天线馈电。倒L形空气微带线垂直部分特性阻抗为50Ω，水平部分和贴片平行通过中间的间隙并与右边的贴片相接，水平部分的特性阻抗是长度为a的50Ω和长度为b的100Ω的阻抗变换段，调整阻抗变换段的长度，就能把天线的高输入阻抗变换为50Ω。

短路蝶形贴片与蝶形缝隙类似，上图是短路蝶形贴片和金属板的蝶形缝隙上的电路分布，可见在短路蝶形贴片上的电流分布就等效于金属板的蝶形缝隙上的电流，因而蝶形缝隙为磁偶极子，等效磁流m与电偶极子的电流J正好垂直，分布见下左图。在E平面，电偶极子的方向图为8字形，磁偶极子为全向；电磁偶极子合成方向图为心脏形，如下右图所示。

在中心频率3.1GHz，天线尺寸：

参数	GL	GW	h	S	W0	W1	hd	Ld	LW	Sd
尺寸/mm	115	115	15	3	75	1.6	15	35	13	18.6

馈线的尺寸，a=11mm，b=27.7mm，c=4.9mm，d=1.6mm，t=1mm。
上述天线，没有偶极子时，短路贴片天线在2.18~4.11GHz频段内VSWR<2，相对带宽61.6%，在3.68GHz增益6.6dBi；有偶极子时，天线在2.16~4.13GHz频段内VSWR<2，相对带宽61.6%，在3.6GHz增益7.0dBi。有偶极子时，天线的E面HPBW=106~40，随频率增高而变窄；H面HPBW=82~42，也随频率增高变窄；前后比10.7~ 20.3dB，靠近中心频率值大，两端小。天线的阻抗带宽主要由短路蝶形贴片确定，用偶极子来控制方向图和改善前后比。
j）有圆锥方向图的宽带电磁偶极子天线：

上图分别是电磁偶极子的立体结构、馈电网络和钩形探针。电磁偶极子天线是用上面的由四个扇形水平金属板构成的电偶极子及下面的折叠等效偶极子组合而成。磁偶极子是一对高度为28mm的垂直短路贴片，用钩形带线耦合馈电，沿两个垂直臂的边缘产生磁流，两个垂直臂间距G=10.7mm，钩形带线馈电的微带线相距短路臂T_h=1mm。位于圆环上的四个电磁偶极子用位于接地板下面的渐变微带功分器同相馈电，中心频率2GHz。天线及馈线尺寸：

参数	D	L	Th	Rp	Rg	W	G	Fd	H	L1
尺寸/mm	17.3	47.9	1.0	64.3	100	47.0	10.7	47.3	28.0	34.6
参数	W1	V1	L2	W2	V2	Tw	Fw	FL	FC	Fh
尺寸/mm	4.1	1.5	32.4	4.1	1.9	4.1	3.5	8.2	14.7	26.7

该天线垂直面方向图呈圆锥形，类似于单极子方向图，但为宽带水平极化。在1.62~2.38GHz频段内，VSWR<2的相对带宽38%，平均增益5dBi。

2. 单极子天线：

单极子天线由于其水平面方向图固有的全向性，因而应用广泛，基本形式为λ/4单极子天线，为了更高增益也有5λ/8的单极子天线，还有垂直对称振子天线、J形天线、折合单极子天线、螺旋单极子天线等。
假定地面为无限大理想导电地面，单极子上的电流为正弦分布。

上图是典型的单极子天线及镜像电流分布，长度小于λ/2的垂直接地天线有以下特征：水平面方向图为圆，垂直面方向图为半个8字形，垂直部分与镜像上的电流同相，水平部分与镜像部分上的电流反相。如果天线高度h<<λ，则水平部分和镜像部分由于电流反相而使辐射几乎相抵消，因此水平部分只影响阻抗，对辐射无贡献。单极天线的等效长度和输入阻抗是对应对称阵子的一半。垂直接地天线的增益比自由空间对称阵子的增益大3dB，因为垂直接地天线的全部辐射功率只是上半球空间而不是整个空间。下图是不同高度直立接地天线相对于λ/2偶极子天线的增益。

不同电长度单极子的主要电参数：

单极子电长度	λ/20	λ/4	λ/2	3λ/4
方向系数/dBi	3/4.76	3.28/5.15	4.8/6.8	4.6
HPBW-E	45	39	23.5	NA
输入阻抗	R非常小，大容抗	R≈37，X≈0	R非常大，X≈0	R≈50，X≈0
备注	X对单极子粗细敏感	阻抗对单极子粗细不敏感	阻抗对单极子粗细敏感	阻抗对单极子粗细敏感

1）鞭状天线：

把地面、车顶、甲板、地线等作为天线重要组成部分的直立天线称鞭状天线，长度有λ/4和5λ/8等。
a）λ/4鞭状天线：
λ/4长单极子是应用最广的一种垂直天线，可以带有四根或以上的地线在空中使用，也可以直接安装在地面或地板上使用，在几百兆频段可以直接安装在车顶上。

上面左图和右图是把四根地线与同轴线外导体相连，中图是把同轴线外导体与地面相连。在短波的低频段，主要采用地波传播，水平极化天线沿地面传播衰减很大，而垂直极化天线沿地面传播时衰减小。
位于地面上的λ/4鞭状天线与50Ω同轴线不匹配，可以采用gamma匹配实现与馈线匹配：

Gamma匹配尺寸：间距D=0.007λ，长度L=0.04~0.05λ，直径0.33~0.5λ。
b）5λ/8鞭状天线：
λ/4天线，如果馈电点在根部或天线末端接近地面，输入阻抗相对较低，与馈线不精确匹配。可采用5λ/8天线，用加载线圈抵消输入阻抗中的容抗，可使天线与50Ω同轴线匹配。对150MHz频段，加载线圈用1.5mm的漆包线在直径18mm绝缘管上绕4圈。

上面左图给出了增益方向图并与λ/4天线做了比较，右图给出了电流分布。
c）3λ/4共线车载天线：

天线由上面的λ/2和下面的λ/4长辐射体组成，为了保证上下辐射体同相辐射，它们之间串联了由λ/4长短路支节组成的倒相段。可以把倒相段绕成线圈，如图b。上面图b、c、d、e给出了150MHz频段天线的几何尺寸和绕制倒相线圈的详细尺寸和方法。3λ/4共线车载天线用同轴线直接馈电，实际制作时为了得到低的VSWR，可以适当调整鞭状天线顶部的长度。
d）折合单极子天线：

上图为折合单极子天线，由于折叠，因而输入阻抗较高，等效于将单极子天线加粗，带宽也相对宽一些。折合单极子的两个臂可以等直径，也可以不等直径。为了实现更宽的阻抗带宽，往往采用上右的不对称折合单极子天线，λ/4长折合单极子天线输入阻抗约144Ω。
为了使输入阻抗在一个倍频程范围内基本不变，应按下面要求选取尺寸：

如果a₁=a₂，则折合单极子天线的输入阻抗为：

式中，Z_a为等效直径为φ_e的对称振子的输入阻抗，a为导体半径，S为折合臂和馈电臂的间距。

下图是用厚0.8mm介电常数4.4的FR4基本制作的带短路珠的折合单极子天线。由于使用短路柱A、B、C与基板背面的贴片相连，因而展宽了阻抗带宽；右图是电流分布。单极子长度L_pxW_p=40x6mm，地板尺寸W_sxL_g =10x20 mm，单极子距地板间隙d=2mm，用宽W_f=0.1mm长L_g=20mm的微带线馈电。

为了更好匹配，在微带线的底端把长度p变宽为S，p为3mm，S为1.2mm。实测，在1.66~2.62GHz频段内，VSWR≤2，相对带宽46.6%，增益2.5dB，方向图与单极子相似。

2）宽带单极子天线：

a）用十字形短路金属板顶加载的低轮廓宽带单极子天线：

由于结构对称，此天线有均匀全向方向图，由于顶部加载，使VSWR<2的带宽达到23%，而且实现低轮廓，电高度仅0.075λ.天线尺寸，L=64mm，W=20mm，d₁=4mm，d₂=0.6mm，h=10mm，接地板尺寸100x100mm。右图是实测S₁₁频率特性图·曲线，VSWR<2的频率范围1990~2523MHz，相对带宽23%。

上图是适合1600~2300MHz频段使用的十字形顶加载的单极子低轮廓全向天线，VSWR<1.5，相对带宽35.9%，增益2~3dBi，水平面方向图为全向。
b）由套管和寄生辐射管构成的宽带天线：
天线工作于1350MHz，波长220mm，单极子由直径2r₁，中间间隙d、长度分别为L₁和L₂的上下金属管组成。为了进一步展宽带宽，以间隙d为中心，在上下单极子外面寄生了外直径为2r₂+2W、长度为L₂的金属管。天线尺寸，L₁=L₂=L₃=50mm，d=10mm，r₁=5mm，r₂=12.5mm，地板尺寸450x450mm。天线总高度H=110mm，天线最大直径2r₂=25mm。实测，在700~2020MHz频段97%相对带宽内VSWR<2，1350MHz时增益2.9dBi。

右图是由套筒和不等直径单极子构成的宽带单极子天线，在756~1017MHz频段内，VSWR<1.5，相对带宽29.5%，增益4~5dBi。
c）四种带圆盘的单极子天线：

上图的四种带圆盘的单极子天线，在1.7~5.5GHz频段，VSWR<2，增益3~4dBi，具有单极子的全向方向图。四种天线的圆盘不同，但底部馈电都呈圆形，高度均相同，总高λ/4，其中波长是最低工作频率对应的波长。都用一段导线在顶部加载，均安装在尺寸相同的有限大地面上。实测，图c的VSWR最小，天线尺寸相对也较小，在1.71~5.5 GHz的3.2:1带宽内VSWR<2，最大增益3~4dBi，交叉极化电平<-20dB。
d）由阶梯状印刷单极子构成的多频全向天线：

天线使用介电常数4.4厚1.6mm的FR4基板制作，用宽2.5m、长105mm的微带线为制成阶梯状的尺寸分别为15X25mm、54X15mm、84X82mm的单极子馈电。为了进一步展宽带宽，在100X123mm矩形地板的顶部切割有宽25mm、长20mm的缺口。实测S11和增益G的频率特性，S11<-10dB有低频段和高频段两部分，低频段0.51~ 1.39GHz，相对带宽88%，高频段2.11~3.77GHz，相对带宽63%，低频段平均增益0.1dBi，高频段平均增益4dBi。方向图类似单极子天线，垂直面为8字形，水平面为全向。高频段垂直方向图裂瓣，水平面基本全向。
e）适合笔记本电脑接收UHF数字电视的平板单极子天线：

天线直接安装在笔记本电脑尺寸为200X300mm顶盖的顶边缘，把顶盖作为接地板，调整单极子和地板之间的间隙g和大的张角ɑ，可以使天线匹配。在给定频率下，ɑ=123°，g=1mm。为了使天线轮廓低，在天线底部切割了宽度为2mm间隙5mm，长度分别为15、37.5、44mm的缝隙，使天线在中心频率600MHz时高度只有46mm，电高度0.092λ.在天线底部开缝，降低了天线谐振频率，但使天线阻抗变窄。VSWR<2.5的频率范围480~742MHz，相对带宽40%，增益1.5~2.2dBi。在480/611MHz，垂直面为8字形方向图，水平面为全向，但在742MHz时水平面方向图不圆度变差。
f）有套筒和抬高馈电点的平面单极子天线：
展宽平面单极子天线带宽的方法很多，一种是使用套筒和抬高馈电点。

上图的矩形平面单极子不仅抬高了馈电点，而且采用金属管套筒及小矩形接地板技术，右图是立体结构。为了让天线在0.5~9.5GHz频段工作，尺寸为：

参数	H	L	W	L1	L2	L3	a	B	g	Lg	Ws
尺寸/mm	160	126	60	6	28	34	9.5	3.45	1	60	30

特性阻抗50Ω、外导体直径b=3.45mm的空气介质同轴线离开地板g=1mm，伸出长度L₂=28mm，内导体与长度L=126mm宽W=60mm的矩形金属板相连构成平面矩形单极子天线。为了实现宽带阻抗匹配，除抬高馈电点外，还附加长度L₃=34mm半径a=9.5mm的金属套筒，长度为L₁的部分与同轴线的内导体之间构成特性阻抗Z₀1的传输线，长度L₂的部分与同轴线的外导体构成特性阻抗Z₀₂的一段开路传输线。由于L₁<λ/12，所以把Z₀₁=110Ω的高阻抗线作为串联感抗，由于Z₀₂=25Ω的低阻抗开路线提供了容抗，因而感抗、容抗的相互补偿展宽了天线的阻抗带宽，矩形接地板的大小影响天线的S₁₁特性。使用60X30、100X100、600X600三种接地板实测，大的接地板对特性阻抗特性并无大的影响。
g）双套筒组成的宽带全向天线：

由于采用了双套筒及顶加载，在天线高度H=0.23λ_L最大直径Φ=0.083λ_L情况下，在4.2:1带宽比内，不仅VSWR<2，而且有稳定的全向水平面方向图和垂直8字形方向图，特别是地板直径仅为0.083λ_L，其中λ_L为最低工作频率对应的波长。由右图看出，地板直径变大低频段VSWR反而变坏，只有直径50mm才使天线在0.5~2.1GHz频段内的VSWR<2，相对带宽123%。天线具体尺寸为：

参数	H	L1	L2	Φ	h	L	2a	2b	g
尺寸/mm	138	43	80	50	40	35	8	19	1
电尺寸/λL	0.23	0.07167	0.133	0.083	0.0666	0.0583		0.0316

该天线，把直径2b长度L₁的套筒A的外导体作为高频段λ/4单极子的辐射体；直径7.4mm长度L=35mm的50Ω同轴线的下端有个间隙g，g的大小能明显改善天线的宽带阻抗匹配；套筒A和套筒B之间有一个间隙Δ，套筒B有个短路块，调整间隙Δ和短路块的位置能极大扩展高频段的带宽；用直径为ψ高度h的金属管在顶部加载来降低天线的下限工作频率。
h）带有改善阻抗匹配的宽带蝶形全向单极子天线：
下图是使用厚1.6mm介电常数4.6的FR4基本制作的蝶形全向单极子天线，蝶形单极子使用CPW馈电，在天线背面有伸出高5mm宽40mm的矩形地，同时在天线中切割出两个长12mm的细缝。伸出的矩形地带来的容抗抵消了天线中心的感抗，伸出地带来多余的容抗又被天线中切割的两个细缝抵消，通过调整伸出地的高度和细缝的长度就能控制天线的谐振频率和带宽。在1.03~2.31GHz频段内，实测VSWR<2，相对带宽76%，xy平面天线增益1.7dBi，水平面方向图基本为全向。

i）宽带卷筒式单极子天线：
上图天线，把一块宽W=75mm高H=50mm的薄铜皮均匀地卷成圆筒，用r=r₀+ɑφ描述其横截面轨迹，其中r₀是最小半径，ɑ是与两个相邻卷层间距有关的常数，φ是从0~360xN的角度范围，N是卷曲的圈数。在1.25~2.25GHz工作频段内，选择r₀=4mm，ɑ=0.5/360，N=2.5.卷筒单极子垂直位于320X320mm的地板上，距地板间隙g=1mm。
在1.25~2.25GHz工作频段内，VSWR<2，相对带宽70%，增益3.2~4.6dBi。

3）倒锥、盘锥和双锥宽带天线：

a）宽带低轮廓圆锥单极子天线：
下图是高H=0.0622λ_L直径φ=0.048λ_L的圆锥单极子天线，工作在747~5900MHz频段，VSWR<2.5。能在7.9:1的频带比内有低的VSWR，因此采用了带寄生套管的圆锥单极子和接地板短路连接的寄生圆环。天线由顶半径R₂=8.2mm，底半径R=1mm的圆锥单极子和三个截面为2X1mm的短路柱与直径375mm的地板短路的寄生环组成，寄生环内外半径分别为R₃=10mm、R₄=43.75mm。为了进一步改进天线的阻抗带宽，在馈电点圆锥单极子的外面附加了高度为7mm的套管。

实测，在1~5.2GHz内，垂直面方向图为8字形，最大辐射方向在55~60度，不圆度随频率升高而变差。频段低端增益2.5dBi，高端5.3dBi。
b）宽频带λ/8单极子天线：
天线限制高度为λ/8=75mm，仅用圆锥单极子只能实现6.38:1的带宽比内VSWR<2，最低工作频率625MHz。为了降低天线的高度并实现宽频带，在圆锥单极子天线顶部附加直径160mm/0.267λ的电容盘，在圆锥单极子的底部附加厚度6.4mm直径60mm/0.1λ的FR4基板，为了阻抗最佳，把圆锥单极子底部变成高6.5mm直径5.2mm的金属圆柱体，在圆锥单极子的周围对称地附加四个直径8mm高43.7mm/0.071λ的寄生金属柱。

实测，天线在498~1460.6MHz内VSWR<2，带宽比2.93:1，不圆度小于1.8dB，增益3.9~5dBi。使用600X600mm方地板比使用直径600mm的圆地板时，中低频率增益会有所提高，高端略降低。
c）矩形宽带单锥全向天线：

上图的矩形单锥结构简单紧凑，天线尺寸θ=52°，L₁=L₂=20mm，H₁=20mm，地板G₁=G₂=13mm。右图是VSWR特性曲线，在2.8~11GHz频段内，VSWR<2，带宽比3.92:1，小地板尺寸效果更好，10X10mm的比20X20mm的VSWR更好。增益为1.8~2.5dBi。
d）宽带线锥单极子天线：

为了进一步展宽倒锥单极子天线的阻抗带宽，用电容帽加载，使用感性柱和位于感性柱中间的电阻R加载。天线工作频率100~800MHz，尺寸为b₁=20mm，b₂=300mm，最大直径d_e=310mm/0.103λ，高度H=h₁+h₂=150+5=155mm/0.0516λ，线的直径10mm，地板直径500mm/0.167λ，R=40Ω。给锥角为90°的线锥附加两个感性柱并在杆的中间用40Ω电阻加载，使VSWR<2的带宽从350~620MHz扩展到120~700MHz。
e）改善高仰角辐射的倒锥全向天线：
为了改善普通倒锥天线的高仰角辐射，倒锥接地板直径为φ₁时，在倒锥顶上覆盖直径φ₂=φ₁/2的金属板和直径φ₃的金属板，φ₃<φ₂，两金属板用绝缘材料支撑，间距H=0.625φ₂。

f）宽带盘锥天线：
下图是宽带单极子盘锥天线平面图，把盘锥天线的盘变为长短轴分别为a和b的椭圆，用顶宽D_max和高H的梯形地代替盘锥天线的锥，梯形地与椭圆盘之间的间距t，用位于地面中心的渐变共面波导馈电。单极子和地用介电常数3.48厚1.524mm的同一块基板制作。渐变共面波导CPW在A点中间带线的宽度W₁=1mm，线的特性阻抗100Ω，底部在点B的50Ω带线的宽度W_b=2.7mm。A和B之间带线宽度逐渐由1mm变成2.7mm。梯形地是单极子和CPW的地，也是天线的辐射单元，与单极子构成分布匹配网络。其他尺寸，T=2.3mm，D_min=9mm，D_max=140mm，H=75mm。

该天线在a=30mm，a/b=1或a=60mm，a/b=2或a=120mm，a/b=4时，VSWR<2的频率范围分别为0.97~8.98GHz/0.58~9.54GHz/0.41~9.51GHz，带宽比分别为9.2/14/21.6:1。上右图是用厚2mm介电常数10.2的基板制作的用CPW馈电的矩形平面盘锥天线，在0.76~2.58GHz内，天线尺寸D_max=140mm，D_min=24mm，H=70mm，L_m=80mm，W_m=35mm，t=3mm。实测，在频率范围内VSWR<2，带宽比3.76:1。
g）位于圆地面上的低轮廓宽带双锥天线：

上图是3~11GHz频段的UWB双锥天线，电高度仅为0.15λ_L。采用了电容帽加载、电容帽和地板之间用聚丙烯介质加载，使用了四个金属短路柱。实测，在频率范围内VSWR<2，带宽比3.67:1。由于介质损耗及小尺寸，增益较低，从-0.5~1.4dBi，水平面方向图不是理想的圆，而是周期性变化。
h）宽带毫米波全向双锥天线：
上右图是由上下对称的双锥构成的毫米波全向天线，采用同轴线馈电结构，下锥与同轴线外导体相连，同轴线内导体伸出约λ/4，作为双锥馈源，上下锥通过支撑介质连接在一起，即同轴线内导体和介质与波导段连接，用来耦合能量向双锥天线馈电。
在27~40GHz的毫米波频段，上下锥台的底边半径R=30mm，上下锥台的高度6.5mm，用介电常数2.2高度H=3mm直径8mm的介质对上下锥台进行支撑。与双锥天线馈源同轴的内导体高度2mm，同轴线伸进波导的长度1.7mm，同轴线内导体中心距离波导壁L₁=2mm，距离波导端口L₂=8.5mm。仿真结果，VSWR<2，增益6.2dBi，HPBW-E=26°，水平面为全向。

4）UWB全向天线：

超宽带UWB通信系统提供500Mb/s到1Gb/s的传输速度，工作频段3.1~10.6GHz。UWB天线要求在整个频段内方向图呈全向且有小的相位变化，对脉冲通信信号不失真，在整个工作频段内有基本平坦的增益，对便携式应用有小的几何尺寸，制造成本低。
印刷天线成本低、重量轻、制作容易，特别适合做室内和室外的手提UWB天线。为了防止与5.8GHz的WLAN通信干扰，UWB应在5.15~5.85GHz频段有缺口特性。
a）泪珠型UWB天线：
该天线由圆形接地板和泪珠型Teardrop单锥组成，泪珠型单锥是由有限锥和一部分球面组合而成，有限锥的半锥角为48度时VSWR性能最好。

天线用同轴线馈电，即把同轴线的内导体与泪珠型单锥相连，把同轴线的外导体与接地板相连。泪珠型单锥的最低高度大约为最低工作频率的1/4波长，最低工作频率为3.1GHz，相应高度24mm。
右图是天线的仿真和实测VSWR频率曲线，在3.1~10.6GHz频段内，VSWR<1.4，天线有好的全向性，不仅可以作为UWB天线，也可以作为此频段的6.45:1的特宽带天线。
b）印刷平面倒锥UWB单极子天线：
把泪珠型单极子变为平面型，并反转180度，使用PCB制作，称为印刷平面倒锥天线PICA(Planar Inverted Cone Antenna)。PICA由高度L₁宽度L₂的倒锥和短半径L₃的半椭圆构成，L₁+L₂=L=λ_L/4，L₁=0.154λ_L，L₂=0.095λ_L，L₁/L₂=1.614接近黄金分割，L₃也基本等于L。如果最低工作频率987MHz，λ_L=303.9mm，λ_L/4=76mm，L=L₃=76.2mm，L₁=0.168L=47mm，L₂=0.382L=29.3mm。

使用厚度0.79mm的基板制作最低工作频率987MHz的PICA，如右图，接地板为φ=609.6mm的铝板。实测，在1~9GHz内VSWR<2，为进一步扩展阻抗带宽，在上面挖两个小圆孔。

开孔后的PICA在1~10GHz内VSWR<2，但方向图带宽只有7:1。增益随频率增加而逐渐增加，1GHz时为4.5dBi，7GHz时为8dBi。
c）倒平面倒锥全向天线：

上面的平面倒锥全向天线反转180度就变成倒平面倒锥天线，特性更优。

天线尺寸：

参数	L1	L2	L	L3	ɑ	H	地板直径
平面倒锥	37.5	37.5	75	75	90	0.7	600
倒平面倒锥	37.5	37.5	75	75	90	4.4	600

d）UWB全向眼睛天线：
下图新型的由眼睛构成的全向宽带天线，在3~20GHz相对带宽147.8%频段内，眼睛尺寸d=14.6mm，平坦有限大地面半径50mm，r=14mm，h=1mm；有变形眼睛天线，尺寸为，地半径50mm，h=1.2mm，d=8mm，其他如图。

天线在3~20GHz频段内，眼睛天线增益2.5~6dBi，VSWR<1.5，变形眼睛天线增益3.5~9.5dBi，VSWR<1.8。眼睛天线E面方向图为8字形，波束最大方向在低频端指向60度，高频端指向30度；变形眼睛天线，在大部分频点波束最大方向在30度，高频端出现多瓣，最大波束偏离30度。
e）有缺口功能的平面印刷UWB天线：
下左图是微带线馈电的印刷平面UWB单极子天线，为了展宽带宽，单极子下端除有两个台阶外，接地板上还有一个尺寸为7X1mm的矩形缺口。该天线用厚1.6mm尺寸16X18mm的FR4基板制作，为了使5.8GHz频段有缺口功能，在单极子中切割一个长度为L的U形缝隙，L尺寸约为5GHz频段中心频率所对应波长的1/4。天线在3.1~10.6GHz频段内VSWR<2，在缺口频率天线增益从2.8dBi下降11~12dB。

f）用共面波导馈电的有缺口功能的UWB单极子天线：
上右图是用厚0.762mm尺寸30X30mm介电常数4.4基板制作的半圆形平面UWB单极子天线，尺寸L₁=L₂=3mm，W₁=28mm，ɑ=30°，W_g=1.2mm，G=0.37mm，W_s=13.4mm，L_s=2.3mm，R=13mm；地的尺寸12.85X10.9mm。为了展宽阻抗带宽，半圆单极子末端有两段匹配支节，地面为喇叭形。为了在5GHz有缺口功能，在半圆单极子下端切割尺寸为W_sxL_s的帽形缝隙。实测，VSWR<2，增益大于2.4dBi。

5）法线模螺旋天线：

当螺旋线的周长等于一个波长时，最大辐射方向沿螺旋线的轴线，而且为圆极化，称为轴模螺旋天线。如果螺旋天线的直径远远小于波长，方向图类似于单极子，即最大辐射方向与螺旋线的轴垂直，称为法线模螺旋天线。
波在螺旋线中传播的速度v低于光速c，螺旋直径D单位长度上圈数n和自由空间波长关系：

螺旋单极子天线谐振时的轴向长度h与单位长度上的圈数n及直径D的关系：

总圈数为N=nh。
一般情况下，由n和D计算总圈数：

也可以近似表示：

绕制螺旋所需要的导线总长度为：

一般情况下，绕制1/4波长螺旋天线所用导线的长度L约为1/2波长，螺旋线圈数：N=L/(λD)
如果绕制时把螺旋线的直径D₁变为D₂，仍然维持相同谐振频率，则需要把单位长度上的圈数n₁变为n₂，且满足：

因为n₂/n₁=N₂/N₁，上式使用对数表示为：

螺旋天线的效率比偶极子低，因为螺旋天线的线细长，损耗电阻大。

上图为螺旋单极子天线及馈电方法，螺旋单极子天线可以直接与同轴线内导体相连馈电，如左图，也可以如右图在抽头并联馈电，调整抽头位置可以实现阻抗匹配。为使螺旋单极子天线与馈线匹配，绕制时可以多绕几圈，然后慢慢剪短，直到满足VSWR要求。
a）VHF螺旋鞭状天线：
在VHF频段，常采用带有三个、根长度为λ/4地线的鞭状天线作为固定站使用的全向天线。

为了降低天线高度，可以采用右图的螺旋天线，46~56MHz的螺旋鞭状天线由总长度4500mm直径1.5mm的铜线按照不等螺距绕在直径20mm的介质上构成，为了阻抗匹配在天线底部连接了LC匹配电路。电感是用直径1.5mm的铜线绕10圈，线圈直径15mm，与螺旋串联；可调电容一端与螺旋天线下端相连，另一端与天线底座相连，电容可调范围6~60pF。天线高820mm，外直径90mm，天线底座最大直径130mm，用螺栓将天线固定在安装金属管上。在4.6~5.6MHz频段内，VSWR<1.1，增益与同频段直线鞭状天线相当。
螺旋鞭状天线缩短系数为：

其中，C为光速，v为沿螺旋轴线的相速，K=2π/λ，β=2π/λ，L_a为螺旋鞭状天线高度。
如果L_a和螺距S已知，就能计算出绕制螺旋的导线长度。对等螺距S沿天线电流呈正弦分布，如同直导线中的电流分布；为了确保沿天线长度方向的电流接近矩形，需要采用不等螺距，并按照下式由馈电点到末端改变螺旋线的螺距：

其中，S_n为末端螺距，S₀为天线底端的起点螺距；P为常数，取决于工作频率；可用迭代法求得；D为螺旋天线的直径；A为缩短系数。

b）高增益车载螺旋天线：

上图是车载天线，工作于450~470MHz，左图给出了四段的电长度，把部分导线绕成串联螺旋线是为了降低天线的高度。其中最下边的L₁段由减震弹簧和螺距很小的螺旋线组成；最上面长度3λ/8，为了保证同相辐射采用了长度λ/8的折线组成的倒相线圈。L₂和L₃段螺旋线的螺距比L₁段要大一些。
c）缩短尺寸的宽带全向车载天线：
为了缩小同轴λ/2长偶极子天线的尺寸和展宽带宽，采用旋向相反的螺旋给偶极子加载。

上左图，上螺旋线在馈电点F与作为上辐射体的同轴线的内导体相连，上螺旋线的另一端开路，下螺旋线与同轴线的外导体在F'点相连，作为偶极子的下辐射体，上下螺旋的绕向相反。832.5MHz/波长360mm工作频率，天线尺寸，L₁=41.9mm，L=44.45mm，L₃=35.56mm，L₄=21.59mm，绝缘支撑管直径φ=10mm，天线总长143.5mm，相当于0.399λ。
右图为天线的S₁₁频率特性曲线，天线有827/860MHz两个谐振点，VSWR<2的频率范围805~860MHz，相对带宽6.6%。
另外一种宽带的法线模螺旋天线，尺寸，直径φ=7mm，长度L₁=220mm，每10mm绕3.2圈情况下，螺旋天线谐振频率115MHz。如果希望螺旋天线能在136~174MHz内工作，相对带宽24.5%，在天线下端套长度L₄=70mm的介质套，其壁厚0.25~0.3mm，在介质套外面再绕一个寄生螺旋，其长度约为总长的1/3，螺旋的圈数为每10mm绕1.4~1.8圈。寄生螺旋的谐振频率356MHz，由于寄生螺旋与馈电螺旋紧耦合，使天线再155MHz谐振，而且在135~170MHz带宽内VSWR<2。

d）400MHz频段的组合螺旋单极子天线：

上左图是位于尺寸为120X55X35mm频率400~420MHz双向移动电话上的组合螺旋单极子天线。该天线由35mm长单极子和顶部的螺旋两部分组合而成，螺旋使用直径0.8mm的铜线以间距2.6mm绕成，圈数17，直径为6.5mm。由于螺旋位于单极子顶部，相对于单极子用螺旋顶加载，因而增大了组合天线底部的电流分布，在大约天线高度低于50mm的B点以下，组合天线上的电流分布明显高于以上的部分。实测，在400~420MHz频率范围内，组合天线的VSWR<2，增益比一般螺旋天线高2dB。
e）由螺旋和鞭构成的双频终端天线：
λ/4长鞭状天线是最常用的终端天线，但有时需要双频或三频工作，为此在鞭状天线的周围附加一个螺旋天线，让鞭状天线的工作频率f₁，螺旋天线工作频率f₂，就构成双频天线。两天线可以并馈，如下左图，在天线外面常常需要有一个具有弹性的天线罩把天线保护起来，天线罩通常使用塑料和橡胶混合通过注模加工制成；螺旋天线与鞭状天线也可以分开馈电，如最右图。

为了构成三频天线，可以在鞭状天线的周围附加两个直径不同的螺旋天线，如上面右二图。
f）由变螺距螺旋和鞭状天线构成的双频宽带天线：
把变螺距的螺旋天线与鞭状天线结合，不仅能产生双频，而且能展宽组合天线的带宽。

上左图表示三种螺距的螺旋天线，中间的螺距最小，用下边的靠近馈电点螺旋的电长度来控制高频端天线的谐振频率，中间螺距最小的这部分螺旋在低频段呈现低的阻抗，但在高频段呈现高阻抗，起扼流套作用，扼制高频电流不会流到螺旋天线上部。绕制上中下螺旋天线所用导线的总长度决定了低频段的谐振频率，把位于螺旋中心长度为λ/4的鞭状天线与有三种螺距的螺旋天线并联来改善天线的阻抗带宽，特别是高频段的阻抗带宽。高频天线的谐振频率由单极子和下面的螺旋一起决定。螺旋天线可以绕在由绝缘材料制成的骨架上，事先根据螺旋可以在骨架上切割出凹槽。制作的双频天线高27mm，顶直径8.5mm，底直径9.9mm。为了保证最佳阻抗匹配，需要使用右图的由三个元件组成的阻抗匹配网络。
g）由不等螺距或不等直径螺旋天线构成的双频终端天线：
使用细螺旋天线为终端天线，不仅可以减少天线的长度，通过采用不等螺距或不等直径，还能构成双频全向终端天线。

上图是几种采用不等直径和不等螺距构成的双频全向天线，图a为变螺距双频终端天线，低频螺旋天线的带宽要比高频螺旋天线的带宽宽一些；图b是直径细的靠近馈电点作为高频用螺旋，低频段使用的直径粗的螺旋位于直径细的螺旋之上，高频螺旋天线的带宽要比低频螺旋天线的宽；图c与图b相反，直径细的螺旋位于直径粗的螺旋之上，则低频螺旋天线的带宽比高频螺旋天线的宽；图d是上端和下端的直径相等，位于上下螺旋之间的螺旋直径比较细；图e是直径细的螺旋和直径粗的螺旋等高，但直径细的螺旋位于直径粗的螺旋之中；图f是带宽较宽的圆锥螺旋天线。

对频率比近似等于2的双频手机天线，通常要求天线的阻抗接近50Ω。改变频率比最简单的方法就是采用上左图的上部和下部不等螺距的法向模螺旋天线，调整轴向长度来满足低频，调整上升角来满足高频。把两根并联在一起，但用长度不等的导线按不等螺距绕成螺旋天线也能构成双频螺旋单极子天线，如右图。

上图是用变螺距螺旋天线构成的900/1800MHz双频终端天线，常用λ/4鞭状天线作为终端天线，可以求得λ₁=333.3mm，λ_L/4=83mm；为了缩短尺寸及实现双频工作，采用了变螺距螺旋天线，选螺旋高度L₂=20mm，把83mm长的线按上升角9°直径D=9mm绕3圈，轴长L₃=16mm，按上升角4.5°直径D=9mm绕2圈，轴长L₄=4mm。绕制螺旋天线所用导线的总长度决定了低频段的谐振频率，改变一部分螺旋天线的上升角，就相对于改变线圈与线圈之间的耦合电容来产生第二个谐振频率。实际天线高30mm，外径9mm。
h）带有寄生单极子的法向模天线构成的双频天线：

上图是带有寄生单极子的螺旋天线，工作频率800/1000MHz.螺旋参数，绕制螺旋导线的直径φ=6mm，螺旋的轴向长度V_hx=64.5mm，螺旋的周长C=14.8mm，上升角37.5°，圈数5.6。没有寄生单极子时，天线在850MHz谐振。单极子直径3mm，固定单极子的长度L_mp=140mm。在单极子伸进螺旋不同高度时VSWR<2的频率范围会改变。在Z_mp/V_hx=0.3时，频率范围520~1250MHz，增益5~7dBi。Z_mp/V_hx范围0.12~1，值越大高低频率靠得越近，带宽越窄。

6）与地无关的低增益全向天线：

位于地平面上的λ/4单极子是最常用的全向天线，但由于地是天线的一部分，因此地面的大小、不同的电导率都极大影响天线的性能。为了消除地面对全向天线性能的影响，实用中希望使用与地无关的全向天线。
a）由同轴中馈的λ/2偶极子全向天线：

上图a为中馈λ/2长套筒偶极子天线，它把λ/4长同轴线内导体作为上辐射体；把λ/4长倒扣的口杯形金属管底部开一个与同轴线外导体直径相等的圆孔，穿过同轴线，在馈电点F与同轴线的外导体焊接在一起，就构成λ/2长中馈套筒偶极子的下辐射体；λ/4长扼流套与同轴线的外导体构成一段λ/4长短路线，从A点看进去阻抗无穷大，阻止了同轴线外导体上的电流的流动，因此λ/4长套筒还兼起作为不平衡同轴馈线给对称偶极子馈电所需巴伦的作用。λ/2长中馈套筒偶极子天线为垂直极化，是最常用的与地无关的低增益全向天线。为了展宽同轴中馈λ/2长偶极子的带宽，可以把上辐射体变得与同轴线外导体一样粗，或把套筒变成圆锥形，如图b。图c说明了同轴中馈λ/2偶极子演变的过程及电流分布，有时为了完全扼制同轴电缆外皮上的电流，需要使用倒置的双λ/4扼流套。

为了进一步扼制同轴线外导体上的电流，使用双扼流装置，见上左图。除采用λ/4扼流套外，图a还在同轴线外导体上套上磁环，图b则把位于λ/4长扼流套中的同轴线绕成线圈，以进一步扼制流到同轴线外导体上的电流。
b）由带扼流线圈或磁环的λ/2长同轴偶极子构成的全向天线：
为了扼制同轴线外导体上的电流，如上右图，把同轴馈线绕成线圈，使电感呈现的阻抗极大，也可以把一个可调电容器与同轴线绕制的电感并联，调整它们的尺寸，让LC并联电路谐振，使阻抗无穷大；也可以如右b图，在同轴线的外导体上套一些磁环来扼制流到同轴线外导体上的电流。
c）与地无关的λ/2长全向天线：
实用中有时需要使用宽带或双频λ/2长与地无关的全向天线，但由于λ/2辐射单元在馈电点呈现高阻抗，因此必须利用谐振空腔来解决天线与馈线间的阻抗匹配问题；还需要利用λ/4扼流套在开路端形成的高阻抗来扼制流到扼流套外边及同轴线外导体上的电流，实施天线与馈线的去耦。

上左图a为λ/2长与地无关的全向天线，λ/2辐射单元在馈电点呈现高阻抗，采用了移动馈电点位置及附加扼流套。由于λ/4长扼流套在B点与同轴线外导体短路，所以在开路端A点呈现无穷大阻抗，扼制了流到扼流套外边及同轴线外导体上的电流。由于把馈电点由高阻抗A点移到F点，经过阻抗变换，再加上F点上、下的开路、短路支节对阻抗的相互补偿，解决了阻抗匹配问题。图b利用附加的LC并联谐振电路使天线谐振以实现天线阻抗匹配，利用同轴馈线外导体构成的扼流线圈，扼制流到同轴线外导体上的电流。右图是利用LC调谐电路构成的30~88MHz中馈坦克天线，实用中有时需要使用下图的高度比较低的低增益与地无关全向天线，用螺旋线代替λ/4长直导线。

d）全向J天线：
上右图是全向J天线，是自由空间λ/2长垂直极化全向天线。J天线不需要接地，最大辐射方向平行于地面，上下移动馈线点容易使天线与馈线匹配，结构简单成本低。

上左图是52.5/145.5MHz双频J形天线，λ_L=5714mm，λ_L/2=2857mm，λ_L/4=1428mm，λ_H=2062mm，λ_H/2=1031mm，λ_H/4=515mm，图中尺寸都考虑了0.96的缩短系数。低频天线把高频天线及支撑结构作为它的辐射体，高频天线的同轴馈线位于低频天线辐射体的金属管内。
为了展宽J形天线的带宽，可以采用折合J形天线，由于折合等效振子加粗，所以带宽要宽一些，增益也高一些，考虑到波长缩短效应，上右图a是1450MHz的折合J形天线，图b为其电流分布。
e）由双锥对称振子构成的宽带全向天线：
双锥偶极子天线的特性阻抗与半锥角有关：

可见，特性阻抗仅与半锥角有关，与离开馈电点的距离无关，半锥角较大时阻抗较低，天线具有宽带特性。下图是改进的双锥偶极子，θ=49.4°，l₁=33mm，l₂=35mm，m=2mm。天线VSWR<2的频段为0.6~3.5GHz，带宽比5.83。

f）由λ/2长折合振子构成的全向天线：
上右图是由两个中间开路的λ/2长折合振子构成的与地无关的全向天线，由于折合振子距离安装固定杆5λ/8，所以固定杆对天线的影响极小，移动短路块可以使VSWR最小。又由于组阵，所以增益较高，垂直面半功率波束宽度约60度。
g）能扼制电缆外皮泄漏电流的印刷蝶形偶极子全向天线：

上图是UWB使用的垂直极化印刷蝶形偶极子全向天线，但辐射受到馈电电缆影响，在蝶形偶极子的下辐射臂中，距离宽度为W间隙为g共面波导馈线为d，插入两个长度为L宽度t的用于阻止同轴线泄露的细缝，如右图。蝶形偶极子的上下臂均由尺寸为aXc的矩形与长短分别为0.5a和c的半圆组成。用介电常数4.4厚1mm的基板按下表尺寸制作：

参数	a	b	c	h	L	t	d	W	g
尺寸/mm	23.0	32.7	8.05	0.5	13.1	2.0	18	1.5	0.22

实测，有细缝的印刷蝶形偶极子天线在低频VSWR变差，但仍然在3.1~10.6GHz频段内VSWR<2，带宽比3.4:1。有细缝的天线，由于细缝扼制了电缆外皮的电流，因而水平面增益，特别是低频段，比无缝隙的天线高，在3.1GHz低频端x和y方向高出3.98和4.37dB，整个频段则高出1.5/1.8dB。
h）安装在小型导弹头部的天线：
有时需要用小型导弹发射RF信标或检测RF信号，天线需要占有最小空间并有足够机械强度，有时需要承受2~3kW的平均功率。

上图是720~880MHz频率安装在小型导弹头部能承受2~3kW平均功率的折叠偶极子天线，天线由与导弹舱壁焊接在一起的椭圆形地、两个辐射臂及渐变巴伦组成，椭圆形地的长轴116.8mm，短轴86.4mm，地面中心开有φ=1.8mm的圆孔。用渐变巴伦给末端的板状偶极子馈电，馈电端距地板的距离约127mm。用长19mm的圆弧形金属连线把巴伦输出线与对称的板状偶极子相连，板状偶极子的宽度43mm，厚1.6mm，末端以55度渐变，其最小宽度37.3mm。板状偶极子由馈电点向内弯曲，大致与导弹的纵轴平行，末端与地相连，包括S形连线在内长度为134.6mm。地面不仅对辐射单元起支撑作用，而且兼具散热功能。

7）双频和三频全向天线：

a）由陷波、附加寄生单元和组合结构构成的双频单极子天线：

陷波、组合结构和附加寄生单元等多种方法都可以构成双频天线。上左图是使用谐振陷波器构成的双频单极子天线，在低频f₁，陷波器以电感给天线加载，此时天线是全部长度为λ/4的单极子天线，在高频f₂，由于LC并联电路构成的陷波器谐振，阻抗无穷大，阻止电流流到陷波器上面的辐射单元，即上面的辐射单元不起作用，此时仅把陷波器下面长度为λ₂/4的导线作为单极子天线。用谐振在不同频率上的寄生单元也能构成双频单极子天线，如右图。

把两个或更多靠在一起谐振在不同频率的单极子组合在一起，用一个馈电点馈电，就能构成多频单极子天线。上左图，是把两个间距近的长度不等，一个谐振在f₁一个谐振在f₂的单极子并联构成的双频单极子天线，右图是把f₁谐振的法向模螺旋天线与位于它的中心的且在f₂工作的单极子并联构成的双频单极子天线。
b）有带线套筒的双频单极子天线：

上图是用厚1mm介电常数16的基板制作的用共面波导馈电的带寄生带线套筒的双频天线，由于附加了寄生带线套筒，因而实现了双频工作。在900/1800MHz频段的天线尺寸，L_p=80mm，W_p=4.0mm，L_t=6.0mm，L_s=30mm，W_s=2mm，D=23mm，d=1.0mm。实测，900MHz频段VSWR<2频率范围840~940MHz，相对带宽11.2%；1800MHz频段，VSWR<2频率范围1780~1920MHz，相对带宽7.6%。
c）由分叉单极子和共面波导馈电构成的双频全向天线：

上图是用介电常数4.4厚1.6mm的FR4基板制作的共面波导馈电的双频单极子天线，左右长度为L₁和L₂宽度不相等分叉的单极子分别谐振在不同频率上，谐振频率主要由单极子的长度和宽度决定，固定L₁的长度，改变L₂可以调整高低工作频率之比。选择合适的有限地面的长度L，可以使双频天线都有比较好的VSWR。
在1800/2400MHz两个频率上谐振的单极子长度分别为L₁=31mm，L₂=20mm。左图中尺寸，L=30mm，W=25mm，L₁=31mm，W₁=W₂=2mm，d=2.37mm，W_f=6.37mm，g=0.5mm，h=1.6mm，而不同L₂所实现的相对带宽及频率如表：

L2/mm	65	60	50	40	37	31	25	20	15
f1/BW	1042/4.8	1097/7.4	1220/5.8	1360/2.3	1387/1.6	-	1658/2.5	1765/8.1	1834/12.0
f2/BW	1623/7.2	1640/9.0	1687/11.2	1788/11.7	1810/18.0	1941/20.3	2117/15.0	2383/14.2	2913/9.7
f2/f1	1.56	1.49	1.38	1.31	1.30	1.00	1.28	1.35	1.60

右图中尺寸，S=0.5mm，L=30mm，W=25mm，L₁=31mm，L₂=20mm，W₂=2mm，d=2.37mm，W_f=6.37mm，g=0.5mm，h=1.6mm，而不同宽度W₁所实现的相对带宽及频率如表：

W1/mm	2	6	10	14
f1/BW	1765.8/8.1	1765.8/10.3	1798.1/12.2	1781.1/14.4
f2/BW	2383.1/14.2	2380.1/16.5	2458.2/18.3	2540.3/27.5

在高低频段实测增益分别为2.4dBi和1.8dBi。
d）微带线馈电共面印刷双频单极子天线：

上左图是用介电常数4.2厚1.6mm的基板制作的微带线馈电共面印刷双频带线单极子天线。介质基板不仅降低了天线的谐振频率，减小了天线尺寸，而且又起到支撑天线的作用。截断的地面位于基板的背面，微带馈线和带线单极子位于基板的正面。为了实现双频工作，带线单极子的宽度相同，但长度不同。带宽为W_f的调谐支节不仅能控制从微带馈线到微带单极子的电磁耦合能量，而且能改善阻抗匹配。1800/2400MHz最佳尺寸，L₁=34mm，L₂=20.5mm，L₀=2.0mm，W_m=5.0mm，W_e=1.0mm，W_f=3.0mm。右图是实测S₁₁特性曲线，在1800MHz频段VSWR<2的频率范围1679~1920MHz，相对带宽12.45%；2400MHz，VSWR<2的频率范围2334~2552MHz，相对带宽8.9%；H面方向图呈全向，E面最大辐射方向位于水平面。
e）由分支线加载构成的双频天线：

上左图是由分支线加载构成的双频天线，低频天线是由L₁+L₂构成的λ_L/4单极子天线，为了实现双频，在距鞭状天线馈电点L处附近长度为L₃的分支线，分支线的个数可以是1个、2个、4个、8个。随着分支线高度L₁的减小，单极子的谐振长度缓慢减小，分支线的谐振长度随分支线L₁的增大而减小，直到L₁=22.5mm，然后再增加。分支线的谐振长度相对于2450MHz对应的波长。随分支线数目的增加，谐振长度明显减小。为了实现最佳VSWR带宽，选L₁=22.5mm，但在2450MHz时天线输入阻抗只有25Ω，使阻抗匹配困难。
在L₁=28~30mm，频率915/2450MHz处，天线输入阻抗均为34Ω，接近λ/4单极子的输入阻抗36.5Ω，用阻抗变换段很容易就能实现与50Ω的阻抗匹配。分支线数目越多，VSWR带宽越宽，实用中最好用金属管来替代分支线。
f）由分支加载构成的双频天线：

为了减小普遍使用的单极子天线尺寸及实现双频，可采用上图的支节加载方式，把单极子和支节的最大长度分别固定在50mm和30mm，采用位于单极子两侧的两个支节。该天线在900/1800MHz的最大增益分别为4.9/5.2dBi。上右图是30M/80M/108MHz的三频支节加载VHF天线，性能为：

频率/MHz	30	80	108
VSWR	2.94	2.30	2.88
增益/dBi	4.94	4.0	7.88

g）由带U形支节印刷共线偶极子构成的双频天线：

上左图是用介电常数3.5的基板制作的适合2.4/5GHz双频使用的全向天线，2.4GHz频段的全向天线由两个λ/2长的共线单元组成，为了保障上下两个λ/2长辐射单元同相辐射，在它们之间使用了折线组成的λ/2长反相段。该共线天线阵是位于底部圆柱金属管中的同轴线馈电，同轴线的内导体在图中A点与辐射单元相连，同轴线外导体与地的B点相连。为了覆盖5GHz频段，在上下辐射单元中附加了两个倒置的U形支节，调整U形支节在天线中的位置和尺寸，就能实现双频工作。
实测，在2.4GHz和5GHz频段，VSWR<2，增益分别为4/3.5dBi。方向图类似偶极子，水平面均为全向，不圆度小于1.5dB；垂直面为8字形，2.4GHz最大辐射方向位于水平面，5GHz最大辐射方向下倾。
h）双频印刷单极子天线：
下左图是适合ISM2.4/5.2/5.8频段使用的用厚1.5mm介电常数4.3的FR4基板制作的双频U形印刷单极子天线，辐射单元由内外两个U形谐振单元构成，U形谐振单元的长度均为λ/4，用渐变微带巴伦和微带线给双频单极子天线馈电。调整U形单极子的长度和微带线、渐变微带巴伦的长度和宽度，可以使天线在ISM频段匹配，实测，2.4~2.5GHz频段S₁₁=-20~-22dB；5.15~5.8GHz频段，S₁₁=-17.8~-12.6dB。即VSWR<2的相对带宽33%。在2.4GHz频段，方向图类似偶极子，水平面为全向，E面最大增益2.75dBi，H面增益0dBi；5.2GHz频段，E面方向图为8字形，最大5.54dBi，H面方向图全向，增益3dBi。

右图是适合2.4/5.2GHz双频WLAN使用的用介电常数4.4厚0.5mm的FR4基板制作的U形缝矩形单极子天线。矩形单极子长宽15X12mm，其中切割宽1.5mm的U形缝隙，使该天线又谐振在5.2GHz。实测，在2270~2550MHz和5110~5610MHz频率范围，VSWR<2。在2.4/5.2GHz双频段，实测E方向图为8字形，H面方向图近似全向，2.4GHz频段增益3.6dBi，5.2GHz频段增益4.8~5.3dBi。
i）印刷共面双频单极子天线：
下左图是适合2.3/5.2GHz双频WLAN使用的印刷共面单极子天线。双频单极子天线由两个分叉的单极子组成，使用0.4mm厚的FR4基板制作，天线和地板尺寸分别为5X38mm和13X8mm，尺寸小，适合安装在手提电脑中。实测，在2375~2581/5131~5515MHz频段VSWR<2。

j）有部分地的双频印刷全向单极子天线：
上右图是用厚1.6mm介电常数4.4的FR4基板制作的双频印刷全向单极子天线。由于采用四个弯曲的辐射臂作为天线的辐射单元，不仅实现了天线的双频工作，而且天线结构紧凑，尺寸20X20mm。由于采用了部分地面，有利于阻抗匹配。
天线尺寸，L₁=L₃=15.9mm，L₁+L₃=λ_L/2，L₂=L₄=13.9mm，L₂+L₄=λ_H/2，用L₅来改进5.8GHz天线的增益，如果L₅=0，天线结构对称，在5.8GHz时臂2和4、臂1和3上的电流反相，因而天线增益下降，当L₅=λ_H/2时，由于臂2和4上的电流同相，改善了天线增益。其他尺寸，L_g=20mm，W_g=9.8mm，L_f=10.2mm，W_f=0.6mm，S₁=S₂=1.2mm，L₅=12mm，L₆=2.5mm，天线在2.4GHz和6.8GHz谐振，天线尺寸0.27X0.27λ_L。实测，天线S₁₁<-10dB的频率范围2.12~2.39/5.49~6.17GHz，增益分别为2.5/3.5dBi，方向图E面为8字形，H面全向。
k）适合数字电视和GSM通信使用的双频套筒单极子天线：

上图是用介电常数4.4厚0.8mm宽50mm长229mm的FR4基板制作的适合数字电视470~862MHz和GSM1710~2170MHz频段使用的双频全向天线，采用了双套筒和倒L形寄生金属带。正面阶梯型印刷单极子用1.2mm的微带线馈电，背面为宽50mm长136mm的地及与地连在一起的倒L形寄生金属带，在地板上留有尺寸为48X27mm和10X7.3mm的两个平面套筒。实测，VSWR<2.5的频率范围470~960/1710~2170MHz，470~960MHz增益2.6~4.3dBi，1710~2170MHz增益2.2~4.4dBi。
l）双频共线天线：
移动通信需要使用824~896/1850~1990MHz频段，下左图为一种双频共线的结构，低频段天线为中馈λ_L/2偶极子天线，上辐射体为伸出的同轴线内导体，下辐射体为长度λ_L/4的套筒，该套筒既是下辐射体，又起扼流套作用，扼制同轴线外皮上的电流。
高频段天线是有倒相线圈的两个λ_H/2共线天线阵，为了与低频段天线去耦，共使用了三个λ_H/4套筒，当高频段电流沿同轴线内导体传输时，由于上扼流套抑制电流只流到A端，因而把长度为λ_H/2的导线AE段作为高频天线的第一个λ_H/2长辐射体，而高频段天线的第二个λ_H/2长辐射体由长度为λ_L/4的DF段同轴线内导体及长度为λ_H/4的套筒BG组成。
采用中扼流套是为了把低频天线套筒的一部分BG段作为高频天线的一部分，为了保证上下共线λ_H/2长辐射体同相辐射，在它们之间附加了倒相线圈。倒相线圈和上扼流套、中扼流套不仅不会影响低频天线，而且相当于加粗了低频天线，有利于展宽低频段天线的带宽。下扼流套的作用是进一步减少高、低频段天线之间的相互影响。

m）双频垂直极化全向天线：
上面中右图为145/435MHz双频双频垂直极化的全向天线，对应波长2069/683mm。对145MHz，天线长度为1003mm，相当于增益2dBi的λ/2单极子。由于在馈电点呈现为高阻抗，所以必须在馈电点接入由电容和电感组成的并联谐振电路。通常在线圈下端的50Ω点引出同轴线，但由于该天线还必须在435MHz频段工作，所以同轴座的内导体必须与电容串联构成串联谐振电路，在435MHz可看作高通滤波器。
在435MHz，天线是由两个5λ/8上下组阵的全向天线，增益6dBi。为了用50Ω同轴线为天线底馈，下面的5λ/8辐射段长度必须加到3λ/4，因为在145MHz线圈的上面加了1.75圈，在435MHz还必须附加四根λ/4长的地线。如中图，为了保证两个5λ/8长辐射段同相辐射，必须在它们之间插入倒相线圈，天线具体尺寸见右图。
n）三频车载天线：
下图是适合接收AM1000kHz无线信号，发射和接收FM80MHz无线信号及移动通信的三频车载天线，AM/FM频率用f_L表示，移动通信频率用f_H表示。

在FM频段，天线是单极子，移动通信天线是用同轴线中馈的垂直对称振子。把同轴线内导体伸长λ_L/4作为对称振子的上辐射体，在中馈点F把同轴线外导体与一个小金属圆盘相接，通过电容耦合，把给AM/FM天线加载的λ_H/4长套筒作为对称振子的下辐射体。通过电容使AM/FM信号与移动通信的馈线系统彼此直流隔离。为了进一步扼制高频移动通信信号对AM/FM信号的影响，在离λ_H/4套筒振子足够远的地方附加了λ_H/4长扼流套，此扼流套使AM/FM信号与移动通信的馈线系统彼此直流隔离。λ_H/4扼流套还是AM/FM天线的一部分，等效加粗了AM/FM天线。把高频移动通信天线的同轴馈线加长，在距F点一个波长处，把同轴线外导体开缝，再在外导体上焊接λ_H/4套筒，就能变成两个λ_H/2长共线天线，使天线增益提高3dBi。

用于AM.FM广播和通过分支滤波器的移动电话的三频天线还可以采用上左图的带线圈的三频天线，对高频移动通信频段，线圈Z_a呈高阻，扼制电流不会流到上面的导线上，线圈Z_b为倒相线圈，使移动频段天线上的电流分布如图虚线所示；对低频的AM/FM广播频段，由于Z_a、Z_b低阻抗，不会影响广播频段的电流分布，所以呈现λ/4的电流分布。和基站相比，移动台的功率相对较小，为了尽可能使移动台和基站保持链路平衡，希望移动台天线的增益尽可能高，另外为了补偿在传输和分支滤波器中约1.5~2dB的衰减，也希望移动频段天线的增益高一些，为此必须采用长度相对长的共线天线阵，当天线长度超过700mm时，采用线圈加载三频车载天线的机械强度较弱，可以采用右图的双套筒来替代线圈Z_a和Z_b。
双套筒由中心导体、内金属管、外金属管及内外金属管之间填充的聚四氟乙烯介质组成，内金属管和外金属管的直径分别为6mm和9mm，管子壁厚0.5mm。双套筒由内短路支节和外短路支节组成，内短路支节由中心导体和内金属管组成，外短路支节由短路的内金属管和外金属管组成。选取内金属管长度L_a=75mm，以便可以把双套筒在825MHz移动频段作为能有效扼制电流幅度的相位补偿元件，即起到倒相线圈的作用。选外金属管长度L_b=60mm，以便在890MHz基站频段把双套筒作为去耦单元。在AM/FM频段，由于双套筒的阻抗非常小，几乎没有影响。

上图是另外一种适合AM/FM和移动电话使用的三频车载天线。移动电话使用了λ/4单极子天线，为了防止移动电话频段的电流流到上面的FM天线，在移动天线顶部附加了由LC组成的并联谐振电路作为陷波器，在移动电话频段，陷波器阻抗无限大。在AM/FM频段，陷波器呈现低阻抗，所以天线由移动天线与其上面串联的鞭状天线组成，总长度为FM频率的λ/4。为了使FM天线谐振，在鞭状天线底部串联了可调整的加载线圈。由于FM广播是水平极化波，为了增加接收AM/FM广播的灵敏度，需要把天线倾斜安装在车顶上。鞭状天线的倾斜度可以通过能旋转的转动轴调整，如果需要调整角度，先松开上紧螺丝，调整好后，再旋紧上紧螺丝。为了把移动频段和AM/FM信号分开，使用了分波器，包括与移动频段收发设备相连的高通滤波器和与AM/FM接收机相连的低通滤波器。
o）移动通信使用的多频吸顶天线：

上图是移动通信使用的多频吸顶天线，工作在824~960/1710~1990MHz，VSWR<1.8，平均增益3dBi。

3. 环天线：

把一根导线绕成一圈或几圈，在导线两端馈电，就成了环天线。环的形状可以为圆形、方形、矩形、菱形、三角形等。
周长C<<lλ或C<0.1λ的环天线称小环天线，环的轴线为零辐射方向，垂直面为8字形，最大辐射方向位于环平面。如果环面与地面平行，水平面方向图为全向，垂直面呈8字形。周长C≥λ的环天线称大环天线，其最大辐射方向在垂直环面。小环天线上电流基本均匀分布，主要是磁场感应，最大辐射方向为环面；大环天线上的电流随长度变化，主要是电场感应，最大辐射方向与环面垂直。
环天线的极化与环面相对于地面的位置有关，而且也与馈电点的位置有关。λ/2水平环天线为水平极化波，垂直环天线在仰角为90度的垂直面为垂直极化，在0~90度仰角为斜极化。对周长为λ的圆形、方形、菱形环天线，极化方向与馈电位置有关，底馈为水平极化，侧馈为垂直极化，馈电点为电流波腹点，环周长一半的地方电流反相，最大辐射方向与环面垂直。

位于地面上的底馈三角环天线，为水平极化；位于地面上的倒三角环天线，在顶角馈电为垂直极化，最大辐射仰角20度；最右图为天线位于-180度时在15度仰角上的方位面方向图。

位于地面上的倒三角环天线，在下顶角馈电为水平极化；位于地面上的三角环天线，在上顶角馈电为水平极化；位于地面上的三角环天线，在下顶角馈电为垂直极化，这种方式只需要一个支撑杆。

底馈边长为λ/4的方环天线，水平极化；侧馈则为垂直极化。侧馈边长为λ/4的菱形环天线为垂直极化；底馈为水平极化。

地面上的矩形环天线，底馈为水平极化，侧馈为垂直极化，垂直极化的最大辐射仰角为30度。
任意形状的环天线输入阻抗是天线周长C及制作环天线导线半径a的函数，可以把环天线等效为一短路传输线，输入电抗为：

其中C为环天线周长：

环天线的平均特性阻抗是在环天线的面积与等效传输线面积相等条件下得出的。
环天线的输入电阻与环的辐射功率有关，是周长的函数。对细导线制作的环天线，几乎与线径a无关，公式：

其中X、B为常数。不同周长C和不同形状环天线的常数X、B为：

环的形状	C≤0.2λ		0.2λ≤C≤5
	X	B	X	B
圆环	1.793	3.928	1.722	3.676
底馈方环	1.126	3.950	1.073	3.271
下角馈菱形环	1.140	3.958	1.065	3.452
底馈三角环	0.694	3.998	0.755	2.632
顶馈三角环	0.688	3.995	0.667	3.280
底馈等六边形环	1.588	4.293	1.385	3.525

1）小环天线：

把绕制单圈环天线所用导线的总长度或一圈周长C为0.04~0.1λ的环天线称为小环天线。小环天线属于边射天线，环上任一点电流幅度都相同、相位同相。大电流窄频带是小环天线的主要缺点，由于天线相当于一个大的线圈，所以要用高压或真空可变电容器调谐。
对调谐小环天线，可调频率范围为1~3倍，主要取决于可调电容的最大与最小电容量之比。周长小于λ/2的水平环天线，或者周长比λ小很多的水平环天线，是最简单的水平极化全向天线。由于环上有均匀的电流分布，因此可以用短磁偶极子代替，因此也把小环天线称为磁偶极子。磁偶极子有与电偶极子相似的方向图，即环平面方向图为全向，与环垂直面呈8字形，环面的轴线为零辐射方向。磁偶极子与电偶极子唯一的不同点是极化旋转了90度，电偶极子为垂直极化，而磁偶极子为水平极化，而且电磁场互换，电偶极子的电场为磁偶极子的磁场，而电偶极子的磁场则为磁偶极子的电场。

由于环天线Q值很高，所以电流和电压都很高，辐射电阻非常小，带宽极窄，因此需要仔细调整调谐电容。为了提高环天线的效率，除了采用粗的铜管或铝管制作外，还要使用介质损耗小的电容器，最好采用真空电容器和空气介质电容器，把几个电容器并联也能进一步减小电容器的损耗。提高环天线效率的另一种方法是利用多圈环天线来提高环天线的辐射电阻。

多圈环天线有平面和非平面两种，如上面左图的方形非平面环天线，边长a与厚度b必须满足a≥5b。也可以用电缆绕成多圈同轴环天线，注意最后一圈的同轴线内导体与第一圈的同轴线外导体相连。上面中图是100kHz频段的平均直径为2m的同轴环天线，用75Ω电缆绕16圈，最后一圈同轴线的内导体与第一圈的外导体相连，最后通过8/1000Ω的自耦变压器与接收机的前置放大器相连。

上图是适合7.5MHz使用的三圈环天线，使用40pF的三个电容器使天线谐振，且与50Ω同轴线匹配。不改变环天线直径，把天线由三圈变成四圈，就能让环天线在3.5MHz工作。使用四个耐压为1kV电容量100pF的陶瓷电容就能使环天线在3.6MHz谐振并与50Ω同轴线匹配，此时环周长0.0625λ。

在环尺寸为1.07x1.37m下，上左图是工作在10.1MHz和14MHz用两只20pF的电容调谐的两圈环天线；中间图是用对称分开的两圈环天线，工作频段17.6/20MHz，使用了15pF的四个电容调谐，但馈电点移到环天线垂直边的中间位置；右图是用两个电容量12pF调谐的单圈环天线，工作频率25/30MHz。
在短波波段，如果用直径19mm的铜管制作环天线，则不同周长的环天线的工作频率等参数见下表：

周长mm	频率MHz	效率%	调谐电容pF	带宽kHz
2590	29	0.4	9	109
	24	0.7	9	55
	21	1.0	23	36
	18	1.6	35	33
	14	3.1	60	12
	10	6.5	125	7
6096	14	0.3	6	66
	10	1.0	29	20
	7	2.7	73	7
1158	7.2	0.5	10	27
	4.0	3.0	102	5
	3.5	4.1	143	4
1829	4.0	1.0	23	10
	3.5	1.5	47	7
	2.0	5.8	255	2
	1.8	7.0	328	2
3048	2.0	2.1	86	4
	1.8	2.7	128	3

这种小环天线Q值特别高，在10MHz高达1824，导致只有5.5kHz带宽，因此必须仔细调谐环天线。直径为1m的环天线，工作带宽随着频率升高迅速展宽，在28MHz达到590kHz。
环天线垂直架设在距地面2m高的支撑杆上时，环辐射的垂直和水平极化场合成后的方位面方向图在高仰角为全向，但主要分量仍然是垂直极化；在低仰角时不再为全向，方向图中垂直极化分量仍然占优势。
a）小环天线电参数：
单圈小环天线辐射电阻为：

如果环的圈数为N，小环天线辐射电阻：

其中C为环周长。
对半径为λ/25的环，单圈辐射电阻约0.788Ω，而8圈环天线辐射电阻为50.43Ω。单圈环天线的辐射电阻非常小，要提高环天线辐射电阻必须设法加大环的面积，且尽量采用多圈环天线。在环天线尺寸一定情况下，辐射电阻与频率的四次方成正比，因此随着工作频率的升高辐射电阻迅速增大。
小环天线的损耗电阻：

式中，f为频率，单位Hz；磁导率4πX10^-7，单位H/m；d为导线直径，单位m；σ为金属电导率；C为环周长，单位m。几种常用金属的相关参数：

材料	电导率S/m	集肤深度m	表面电阻Ω
银	6.17X107	0.0642/ff	2.52X10-7ff
紫铜	5.8X107	0.0660/ff	2.61X10-7ff
铝	3.72X107	0.0826/ff	3.26X10-7ff
黄铜	1.57X107	0.127/ff	5.01X10-7ff
焊锡	0.706X107	0.185/ff	7.73X10-7ff

表中ff代替工作频率的平方根值，频率单位Hz。
小环天线的效率：

由于单环天线的辐射电阻非常小，要提高天线效率就必须设法减小R_L，因此要用直径比较粗的金属管，例如直径25~100mm的铝管来制作天线。
对单圈铜管制作的圆环天线，在空气中：

式中，C为环周长，单位m；f为频率，单位MHz；d为制作环天线导线的直径，单位m。
对圈数为N的环天线：

如使用d=10mm的铜管制作直径1m的环天线，1MHz效率-40.4dB，10MHz效率-6.5dB。
对周长C≤λ/3的小环天线方向系数为：

小环天线的最大辐射方向在90度，方向系数与短电偶极子天线相同。
小环天线的有效高度：

式中A为环面积。
环天线的电感：

式中，C为环周长，单位英寸；d为制作环天线的导线直径，单位英寸；B为系数，见表：

形状	圆形	八角形	六角形	五角形	方形	三角形
系数B	2.451	2.561	2.66	2.712	2.853	3.197

b）小环天线的馈电和阻抗匹配：

图中给出了用同轴线给环天线馈电的多种方法，由于环天线呈感性，使用串联电容调谐，如图a和b；另外一种方法是使用耦合馈电环，辐射环直径D大约为耦合馈电环直径d的5倍，耦合馈电环可以用导线制成如图c和d，也可以使用同轴线如图e；图f是把同轴线经过1:1巴伦变成长度Y=λ/200的平行双导线，再把双导线与环上相距X的两个点相接，两个接点距离X仅为辐射环周长的1/10；图g是直接把同轴线的外导体与环相接，把同轴线内导体与环也相接，但同轴线内外导体与环相接的间距X也仅为辐射环周长的1/10。
c）短波使用的紧凑发射环和接收环天线：
市场上的几种短波发射天线直径与频率范围：

环天线直径m	金属管直径mm	频率MHz
3.4	32	1.75~8
1.7	32	6.9~16
1.3	32	7~22
0.8	32	13.5~30
0.89	1.5X38.1金属带	10~30
0.91	26.7	10~30

用直径25.4mm铝管制作的直径为1m的六边形环天线，在自由空间增益：

频率MHz	10	14	21	30
增益dBi	-2.88	-0.22	1.14	1.42

环天线辐射效率38~95%，电流大、频带窄、辐射电阻低，必须使用高压电容器调谐，必须限制发射功率小于150W，如果超过必须使用耐压为10~20kV的真空或陶瓷可变电容器。在10MHz，直径1m的环天线输入阻抗0.088+j161Ω，如果发射功率150W，环电流41A，则电容器两端的电压高达6.5kV。
有源定向接收环天线，具有类似cos曲线的8字方向图，由于在环天线顶部用不平衡电阻R加载，因此方向图形式：

其中，K取决于加载电阻的大小，K<<1时方向图类似单极子方向图；K>>1时方向图类似环天线方向图；R=100~200Ω时，K值接近于1，方向图近似心脏形。
经常使用小环天线接收低频无线电广播，特别是1.8/3.7MHz，为了扼制环天线边射方向干扰，常用平衡屏蔽小环天线，因为具有很深的零。

屏蔽接收环天线的对称性并不重要，采用上左图可以使天线谐振且与50Ω匹配。使用可调电容使环天线在所希望的频率上调谐，使用电容量较大的固定电容器使馈电点的阻抗在谐振时为50Ω，使用任意选择的电阻以牺牲效率的代价来展宽天线带宽。在1.8/3.5MHz时环天线的尺寸及电容电阻为：

频率MHz	S/m	R1	C1/pF	C2/pF
1.8	1.524	3.3	4970	696
3.5	1.524	3.3	2950	83

一些实际应用中，天馈带宽和噪声性能往往比效率更重要，除采用屏蔽环天线外，对于对称环天线还要使用巴伦。短波接收天线的输入电阻很小，若为0.1Ω，则巴伦使用的传输线变压器的匝数比要达到20:1才能与50Ω馈线匹配。
d）屏蔽环探头：
环探头最理想的方向图应是零很深且均匀的8字形，但是当环探头靠近地面或其他物体时，由于杂散耦合使方向图失真严重，零变浅且最大瓣也变形。为此，要采用屏蔽环探头，由于屏蔽有效抑制了电场，还要在屏蔽环探头中心留出间隙与电磁场的磁场分量响应。
屏蔽单圈环探头，让环探头的环面与磁场垂直位于yz平面上，环周长远小于波长，磁场在环上感应环电流并在环上处处相等，z方向上的电场感应的环电流流过负载时由于大小相等方向相反而抵消。由于负载的存在，环的上下两个边不对称，使y向电场感应的电流流过了负载造成磁场测量误差，因此为了准确测量线极化磁场分量，必须调整环的取向，使线极化电场的方向指向z轴。

常用圆形和方形屏蔽环探头来测量线天线上的电流分布，上右图为示意图。为了不破坏线天线上的电流分布，环探头的尺寸要足够小；为了只对磁场响应，环探头环面要同线天线共面，以便让磁场穿过环面。为了保证环探头沿线天线等距离移动，在屏蔽环探头的间隙处固定一层很小的泡沫，让泡沫始终紧贴天线移动。

上左图是屏蔽平衡单圈环探头，把一根细同轴线弯成一个圆，在与馈电相反的圆上，把同轴线的外导体切断，留出一个小间隙，这样就能构成屏蔽平衡环探头。右图是同轴线给位于地板上的屏蔽环探头馈电的方法。

把同轴线的内导体绕成直径5mm的3~4圈的线圈，就构成最简单的多圈环探头。为了得到宽频带，在同轴线的内导体上串联47Ω的微型电阻再与同轴线的外导体相接。
e）小环天线在测向中的应用：
如果通过环天线的磁力线的数量变化，就会在环天线中产生交变电压。用一个垂直矩形环天线来接收波长为λ的垂直极化信号时，如果水平面信号的到达方向与环面夹角为θ，则在两个垂直边上相位差为(2πd/λ)cosθ，在环天线中感应的电压为：

其中，d为环天线两个垂直边的间距，V_s为在一个垂直边上的感应电压。

小环天线垂直放置时，它的方向图在水平面呈8字形。通常把小环天线绕它的轴旋转，利用感应的最小电压，即方向图的零辐射方向来测向，感应电压最小的方法就是环平面法线正好对准来波方向。由于垂直放置的小环天线旋转一周有两个方向感应的电压都最小，无法确定来波方向，可以把在垂直环天线中间附加的一根垂直单极子天线作为判断天线，单极子天线与小环天线的8字形方向图半边同相而另半边反相，因此合成的方向图为心脏形，消除了仅用环天线测向出现的模糊问题。在垂直辅助天线中附加电阻R是为了减小垂直辅助天线的接收信号，保证全向方向图圆的半径与每个8字形方向图圆的直径相等，这样合成的心脏形方向图只有一个最大值和一个最小值，从而就能利用心脏形方向图的最小值来测向。

直径为0.1λ的水平环天线环面为全向，垂直面呈8字形。把环面平行位于尺寸约λ的地板上，环天线与地板间距0.1λ，方向图如右图，只有一个零点，因而消除了小环天线测向的不确定性。

用同轴线直接为环天线馈电，同轴线外导体在A点与环相接，同时与地板相接，同轴线内导体沿左半环穿过B点环的间隙与右半环相接。

2）方位不连续环行天线DDRR：

方位不连续环形天线DDRR(Directional Discontinuty Ring Radiator)可以看成是用扩展的水平部分提供的λ/4谐振短垂线接地天线，是L形天线或倒F天线的变形，它相当于在短垂直天线顶上用水平导线加载。由于水平加载导线上的电流与地板上的镜像电流流向相反，因而可以完全忽略水平加载线的辐射，方向图与短垂直天线相同。

影响DDRR天线谐振的因素有环的直径、环距离地面的高度、环末端分开的间隙、调谐电容的大小等。提高DDRR天线的方法有加粗环行导线直径、加大水平环离地面的高度、减小电容、采用良导体地面等。

DDRR天线使用同轴线馈电，把同轴线的内导体与环导体相接，同轴线外导体接地。调整同轴线内导体离环形导体末端接地点的位置X，可以使DDRR天线与同轴线匹配。车载DDRR天线，通过调整末端重叠天线的间隙可以使天线谐振与匹配，也可以利用天线末端重叠部分形成的电容，再通过滑动环天线不接地端伸出与管壁紧配合的塑料管的距离，达到调节电容的目的，以便使DDRR天线谐振。
DDRR天线在短波业余无线频段的主要尺寸：

波长m	D/mm	H/mm	d/mm	Δ/mm	X/mm	C/pF
160	10972.8	1219	127	457	304.8	100
80	5486.4	609.6	127	304.8	152	100
40	2743	304.8	63.5	152	76	75
20	1321	152.4	25.4	76	38	50
15	1018	114	12.7	51	25.4	35
10	686	76	12.7	51	19	25

DDRR天线在D=0.078λ、H=0.007λ时性能最佳。

上图分别是周长λ/2和λ/4的DDRR天线，其中λ/2的DDRR天线是闭合环天线，右面两图则分别是两天线的谐振电阻R及相对带宽与馈电角度间的关系曲线，周长为λ/2的DDRR天线在20~140度范围内电阻均为50Ω，相对带宽也比λ/4的DDRR天线宽。周长λ/2的DDRR天线的直径和高度及谐振频率带宽如表：

直径D/mm	环高度H/mm	谐振频率/MHz	带宽/MHz
50	30	1050	90
50	35	975	85
50	40	910	70
50	45	855	60
60	25	1040	120
60	30	960	105
60	35	900	80
60	40	840	70
60	45	795	65
70	25	940	50
70	30	880	65
70	35	825	70
70	40	775	60
70	45	735	60
80	25	870	45
80	30	760	50
80	35	760	55
80	40	720	60
80	45	685	60

地板的大小对DDRR天线的带宽影响极大，如果要作为900MHz的室内全向天线或车载天线，宜用直径为240mm的圆形地板。环的直径D=60mm、高H=32mm，VSWR<2的带宽为90MHz。天线在水平面方向图基本为全向，水平面最大增益0.2dBi，仰角增益2dBi。DDRR天线用同轴线馈电，把同轴线的内导体与水平环相连，同轴线外导体接地，在距馈电100~140度角域内，用短线把环接地。DDRR天线有低轮廓、低成本、隐蔽耐用等优点。

3）环天线的耦合电路：

与环天线耦合有多种形式，通常用多匝环天线，特别是用绕在磁环上的多匝环天线来接收无线电广播，这种环天线只需电容调谐就可以直接与接收机相连。

如果环天线要达到阻抗匹配所需要的电感比较小，则需要串联一个电感后再与电容调谐，如上中图；如果调谐环天线的阻抗太高，则用变压器降低后再接接收机，如右图。
在环天线离开接收机一定距离情况下，希望环天线具有低电抗，以致长度小于λ/4的电缆的影响最小，此时宜用平衡屏蔽双线与环天线相连。

上左图是低电抗屏蔽环天线的耦合电路，右图用宽带传输线变压器与环天线耦合，再与屏蔽双线相连。
使用正交环天线在水平面产生全向方向图时，需要调整两个谐振电路之间的耦合，以便从两个正交环天线上产生等信号电平及实现90度相差。

上图是一些典型的耦合电路，之间的主要差别是耦合的形式，有时一个接收机中可以有几个耦合电路，以适应不同的天线结构。

4）大环天线：

通常把周长C≥λ的环天线称为大环天线，对具有均匀电流分布的大环天线，远区的电磁场是以2πbsinθ/λ为变量的一阶Bessel函数。设C_λ=2πb/λ，表示以波长表示的周长，远区方向图的形状主要由C_λsinθ的一阶Bessel函数决定。
a）大环天线的一些参数特性：
在C_λ>5时，大环天线辐射电阻为：R_r=3720b/λ
下左图是均匀同相电流分布的环天线在不同周长C_λ时的方向系数。在C_λ≥2时为方向系数为0.68C_λ。

如果把周长为λ的圆环天线平行于地板放置，用50Ω同轴线馈电，环面距地板0.1λ。由于要考虑互阻抗，周长为λ的环天线阻抗197Ω，互阻抗157Ω，方向系数10.2，即10.1dBi。
底馈矩形环天线，周长C=2(H+W)，B表示宽长比即B=W/H，天线导线直径a。对周长C=λ的方环，底馈输入阻抗约100Ω；B=0.5的矩形环。底馈输入阻抗约180Ω。

右图是B=4的矩形环，不同电周长C/λ时底馈垂直面方向图，在C/λ等于1/1.2/1.5时，θ=90度是最大辐射方向，C/λ=1.2时增益最大；C/λ=2时方向图裂瓣，θ=90度是零辐射方向。

对夹角为β的顶馈菱形环天线，导线半径a与环周长之比a/C=0.0025时，上右图为不同β及不同C/λ时的输入阻抗曲线，在β=120度时阻抗带宽相对比较宽。

将λ/2的双折合振子以电流最小点为基准拉成双菱形，构成每个臂长λ/4的双菱形环天线，其每个臂上双导线的电流同相。周长为λ的垂直菱形、方形、圆形、双菱形环天线，具有像垂直偶极子一样的8字形垂直面方向图，最大辐射方向垂直于环面。由于均为底馈，因此为水平极化天线。
b）周长为一个波长的大环天线：

把长为λ/2的折合振子变形，就可以构成所示菱形、方形、圆形环天线，黑点处表示电压最大点、电流最小点。
c）两单元方环天线：
为了将单环天线的双向辐射变为单向辐射，类似于二元八木天线，在有源环天线的后面附加一个寄生反射环。寄生反射环的周长要大于有源环天线的周长。有源环和寄生反射环相距d，制作有源环和寄生环导线直径0.0004λ，有源环和寄生环为不同周长、不同间距的电性能表：

间距/λ	有源环周长/λ	寄生环周长/λ	增益/dBi	前后比/dB	输入阻抗/Ω
0.10	1	1.059	7.2	17.5	76
0.15	1.010	1.073	7.1	32.8	128
0.16	1.013	1.075	7.1	46.1	137
0.163	1.014	1.0757	7.1	59.6	140
0.17	1.016	1.077	7.1	38.1	145
0.18	1.018	1.079	7.0	31.0	153
0.19	1.025	1.082	6.9	24.6	166

有源环和寄生反射环周长分别为1.010λ和1.073λ且间距0.15λ时，两单元环天线电参数表：

f/f0	增益/dBi	前后比/dB	输入阻抗/Ω
0.96	7.3	2.9	38.5-j140.9
0.98	7.8	11.0	72.9-j55.4
0.99	7.5	17.9	100.5-j22.4
1.00	7.1	32.8	128.0
1.01	6.8	19.9	150.7+j13.5
1.02	6.8	14.8	167.0+j24.2
1.03	6.2	12.1	178.0+j35.1
1.04	6.0	10.4	185.4+j47.3
1.06	5.7	8.2	195+j77.0
1.08	5.5	6.8	202+j113.4

上图是145MHz由有源环及寄生反射环构成的两单元水平极化定向环天线，在单元间距0.2λ时，天线最大增益约8dB。为了确保最大增益并实现最小VSWR，d应在0.15~0.25λ范围内调整。
在两单元构成的环天线中，寄生环可以是反射环，也可以是引向环，假定其尺寸与有源环一样，则需要附加长度为λ/8的调谐支节，反射环为短路支节，引向环为开路支节。

上右图为频率为145MHz的由两个有源菱形构成的水平极化定向天线，为了实现最大增益，单元间距0.125λ，并用相位线、双导线交叉馈电，以实现两个环之间有135度相位差。为了实现阻抗匹配，把最大20pF的可调电容器并联到天线输入端。

用间隔λ/4的双导线把周长为λ的正交方环天线从环的一个边中点相连，构成了增益为5dBi的水平极化全向天线。因为从一边中点馈电周长为λ的垂直方环可以等效为0.27λ的两个水平偶极子，水平偶极子在水平面的方向图为8字形。假定最大辐射方向指向南北，由于上下两个环面正交，所以下面环的最大辐射方向必然为东西。另外，由于两个环相距λ/4，相当于两个环的馈电相位差为90度，原理上类似于绕杆天线，水平面方向图为全向。

5）三角环天线：

用2a表示制作三角环天线导线的直径，C表示天线周长，a/C=0.0033时底馈及顶馈三角环天线在不同电周长、不同张角情况下输入阻抗在史密斯圆图上的变化轨迹如下图，图中输入阻抗的轨迹相邻频率间隔为C/λ=0.2。

可见，β=60度顶馈三角环天线的输入阻抗随C/λ的变化较小，也就是阻抗带宽最宽，β=30度时天线阻抗带宽最差。对底馈三角环天线，β=60度时天线阻抗带宽最差。

上图分别是β=60度顶馈和底馈三角环天线在不同电周长C/λ情况下的垂直面方向图。当C/λ=1.0/1.4时，不管顶馈还是底馈，θ=90度为最大辐射方向；对底馈三角环天线，C/λ=1.7时最大辐射仍然位于θ=90度方向，而且增益最大，C/λ=2.0时方向图裂瓣，θ=90度为零辐射方向。

上左图是3.7/7.15MHz谐振的垂直三角环天线，使用双导线馈电，在7.15MHz还起λ/4阻抗变换器作用，第2个阻抗变换器使用75Ω同轴线构成。为了减小尺寸，把总长6.95m的75Ω同轴线绕成直径为200mm匝数为10的线圈。右图是3.8MHz垂直三角环天线，天线顶端距地面18.3m。为了使天线与50Ω同轴线匹配，使用了1:4空气芯传输线变压器。1:4空气芯变压器是把绞绕的双导线在直径60mm的绝缘管上绕7圈制成，VSWR<2的带宽只有250kHz。

上图是适合3.75MHz使用的倾斜三角环天线，由于在下顶角馈电，所以为垂直极化低辐射仰角天线。

6）短波使用的垂直菱形环天线：

短波使用的单频垂直菱形环天线，增益4dBi，8字形方向图，最大辐射方向与环面垂直，输入阻抗120Ω。为了使天线与50Ω同轴线匹配，使用长度为S特性阻抗75Ω的λ/4长阻抗变换段。

不同频段方形环天线的边长L及阻抗变换段的长度S见表：

频段/MHz	3.5~4.0	7.0~7.3	10.1	14.0~14.35	21.0~21.45	28.0~29.7
长度L/m	21.60	10.80	7.49	5.45	3.51	2.66
间距S/m	13.68	6.84	4.8	3.42	2.28	1.71

7）Halo环天线：

用gamma匹配的水平λ/2长偶极子天线弯成圆形所构成的天线称Halo天线，Halo天线为水平极化全向天线，优点是价格低。

Halo天线在50MHz即波长6m时，主要尺寸，周长A=2680mm，B=457mm，D=89mm，E=63.5mm，C=50pF。

上图是150MHz频段使用gamma匹配周长小于λ/2的水平极化全向环天线。调整gamma杆的长度，可以使天线与50Ω同轴线匹配，当环的直径为300mm时，gamma杆长度约114mm，也可以调整位于环上电容约50pF的空气可调电容器。如果得到了最小VSWR，也可以用间隔为12mm的由两块铜板制成的电容来替代可调电容。

8）VHF环天线：

在40~42MHz频段，把周长C=0.266λ的水平极化圆环天线作为移动车载天线，把有不同增益的水平极化八木天线作为固定台天线，利用水平环天线及八木天线组成移动通信系统。
外形尺寸，直径642mm含天线罩，厚度70mm，天线距车顶高度250mm；天线尺寸，辐射环直径620mm，耦合环直径124mm。电气性能，增益0dBi，承受功率100W，输入阻抗50Ω，频率范围40~50MHz，在2MHz范围内可调，带宽100kHz，电容范围20~30pF。

上图是150MHz使用的倒8字双环天线，由3mm的铜管制成，直径1m。把两个环并联，可以展宽带宽，并可以提高辐射电阻。在两个环的交叉处，用微调电容使双环天线谐振，机械上又把双环分开。使双环与50Ω匹配的方法见右面3个图，可使用耦合环匹配、使用gamma匹配，也可以使用两种混合匹配。

上图是VHF/UHF使用的平衡有源环天线，用180度混合电路为巴伦，获得心脏形方向图，所需要的加载电阻并不严格，100~200Ω。右图是实测的心脏形方向图，前后比17dB，接近±90°时下降很快。

9）Alford环天线：

电磁波在城市及室内传播时，经历了复杂的多径反射后，极化方向也发生很大变化。虽然许多通信系统普遍使用垂直极化波，但在上述环境下使用水平极化的发射和接收天线，效果比使用垂直极化天线改善10dB。
为了得到水平极化全向方向图，应优先选用环天线，因为具有均匀电流分布的小环天线具有相当好的全向方向图。但由于小环天线辐射电阻很小而电抗很大，因而难以实现阻抗匹配；大环天线虽然有合适的辐射电阻，但环上电流分布不均匀，使水平面方向的全向性变差。采用Alford环天线不仅可以得到水平极化的全向方向图，而且可以实现阻抗匹配。

上面左图的方环天线称Alford天线，天线的每个边都是谐振馈线的一部分，要仔细调整线的布局和长度，使电流波腹点正好位于方环天线每一个边的中点，这样就能保证每个边的电流相位同相，使方向图在环面为全向。右图是层叠天线阵增益与层间距d/λ之间的关系。

菱形Alford环天线可以变成方形，也可以变成直径d=0.212λ的圆形，见上图a和b，c为由六个λ/2长曲线偶极子构成的由平衡双导线馈电的直径d=λ的圆形Alford环天线。由平衡双导线在FF'点馈电的Alford环天线，在微波波段由于交叉造成从中心点到环辐射单元上面电流的路经、幅度和相位不相等，结果使环天线辐射方向图的零点偏离环的轴线。d图是用双面覆铜介质板制作的Alford环天线环的一半位于介质板的正面，另一半位于板的背面，这不仅使原交叉部分的路经长度相等，而且在另一半传输线上引入了弯曲部分，使中心馈电点到辐射单元的路经长度相等，保证了零辐射方向位于环的轴线。在环的末端仍然附加了使环天线谐振的可调电容支节。

采用上图的双馈平衡环天线避免了Alfold环天线的交叉连接问题，用两个等幅同相馈电点，既保证了方向图的对称性，又确保了零辐射方向位于环的轴线，也可以把双馈环天线看作是由两对末端加载的弯曲偶极子天线。把双馈圆环天线放在地面上实测，垂直方向图不仅对称，而且环的轴线为零辐射方向。

上左图是由Alford环天线构成的水平极化全向天线，FF'为馈电点，由于结构对称，所以在1、2、3、4导线上的电流幅度相等，但相位差180度。由于导线BB'、DD'、AC彼此靠得很近，远远小于λ，在它们上面的电流流向又相反，因而抵消了由这些电流产生的辐射，最后只剩下能产生水平极化全向方向图由1、2、3、4导线携带的环流。
右图是同轴线馈电的由印刷电路板正面和背面的Z字形带线组成的印刷Alford环天线。Z字形的平行部分称为翼，倾斜部分为臂，翼的长度λ/4。同轴线内导体接F点，外导体接F'点。由于结构对称，因而在两个带子上的电流分布幅度相等，但相位相反。由于基板很薄，因而沿臂电流产生的辐射彼此抵消，最后只剩下两个Z字形翼上能给出水平极化全向方向图的方形电流分布。
用厚度为1.6mm的FR4基板制作的902~928频段工作的Alford环天线尺寸为，翼的长度42.25mm，翼的宽度3.68mm，臂的宽度7.81mm。在用基板制作印刷Alford天线时，要仔细设计Z字形的臂和翼，以便实现好的阻抗匹配。翼近似λ/4，因为在基板上并没有地，金属带并不属于微带线，不能使用在微带线中使用的与有效介电常数有关的波长。在此情况下，波长与自由空间波长应有如下关系：

显然，翼的长度0.25λ，经过调整，用FR4基板制作的2.4GHz印刷Alford环天线尺寸为：

参数	翼的长度	翼的宽度	臂的长度	臂的宽度
尺寸/mm	17.8	1.5	6.4	1.0

10）由环天线构成的FM天线：

FM广播工作频段88~108MHz，发射天线需要水平全向天线。构成水平极化全向天线的方法很多，用水平环天线就是其中一种。对任意直径，仍然有均匀电流分布的水平环天线，它的水平面方向图仍然呈全向，除Alford环天线外还要其他一些种类。

上面图a是λ/2折合振子及电流分布，图b是带电容板的λ/2折合振子及电流分布，可见有电容板的λ/2折合振子的电流要比无电容板的分布更均匀。将带电容板的λ/2折合振子弯成一个圆就变成图c的圆环，其水平方向图近似一个圆。由于折合环天线比简单环天线有更大的辐射电阻，约35Ω，因而容易匹配，为了提高λ/2长弯曲折合振子构成的FM天线增益，可以把多个折合振子环层叠组阵。

上图是把四个小环天线并联构成的水平极化全向FM广播天线，四个小环都由金属管弯制，小环的一端与中心直径76mm的同轴线内导体相连，小环的另一端与铁塔的角2相连。间距300mm的方形铁塔相当于同轴线的外导体，每个环从a到2的辐射长度λ/2。按照形状，这种天线称为四叶天线，其有效直径约0.3λ。FM广播天线一般由2~8层四叶天线组成，层间距λ/2。为了得到更好的方向图及同相辐射，要把小环两端与同轴线内外导体连接对调一次，图中虚线表示相邻层环天线的连接。

上图是FM广播使用的周长小于λ/2方环低功率水平极化全向天线，风阻低成本低，重量轻，单元接地能防雷，不圆度±1dB。为了提高天线增益，按单元间距3m把水平环天线在垂直面组阵，增益与层数关系见表：

层数N	1	2	3	4	5	6	7	8	10	12	14
增益/dBi	0	2.8	4.7	6.1	7.1	8.0	8.6	9.2	10.2	11.0	11.6

上图是用同轴线馈电，周长小于λ/2的有均匀电流分布的一单元环天线。

上图是由多个λ/2长曲线对称振子用变形分支导体型巴伦馈电构成的圆环天线，图a和b分布用四个和六个λ/2长曲线对称振子，环天线本身及支撑结构都是变形分支导体型巴伦的一部分。 下图a是用90°相差馈电的由一对正交对称振子构成的绕杆天线及水平方向图，图b是由三个λ/2长曲线对称振子构成的直径小于0.5λ的水平圆环天线，为了扼制同轴线外导体上的电流，使用了扼流套巴伦，其水平方向图与图a的绕杆天线类似；图c是用均匀分布在直径小于0.5λ的圆周上的三个折合振子构成的圆环天线；图d是由三个λ/2长印刷弯曲对称振子构成的圆环天线，是利用双面覆铜介质板采用印刷电路技术制作的，背面虚线为λ/2长曲线对称振子及微带传输线的地，正面黑体部分是通过耦合给对称振子馈电的微带线。调整λ/2长对称振子的长度、宽度及微带线的宽度和长度，可以使天线与馈线匹配。

下左图是由四个层叠水平环构成的FM广播天线阵和馈电网络，图中A为由两个λ/2长曲线对称振子组成的周长小于λ的水平环天线，B为特性阻抗为100Ω的同轴线，C为匹配支节，D和F为特性阻抗为50Ω的同轴线，E为特性阻抗为35Ω的λ/4阻抗变换段。

上面右图a是层叠两单元环天线阵，每个环都由两个并联的 用分支导体巴伦馈电的λ/2长曲线对称振子组成，单元间距约一个波长，为了与50Ω同轴线匹配，除了要求每个环天线阻抗为100Ω外，还附加用来调匹配的支节；图b是由四个λ/2长对称振子构成的一单元方环天线。用多个环层叠组阵，单元间距λ时二单元天线阵增益3.4dBi、四单元增益6.2dBi、六单元增益8.2dBi、八单元增益9.6dBi、十单元增益10.8dBi、十二单元增益11.8dBi。

11）印刷多边形环天线：

下图是印刷多边形环天线，其中a图是端馈内周长约3λ/4，图b是中馈内周长1.5λ，它们与反射板间距λ/4，均用同轴线直接馈电，同轴线内导体与环的窄边F点相连，外导体则与环的宽边F'点相连。

由于环的大部分内周长平行，因而形成缝隙，把印刷多边形环天线内周长形成的缝隙作为缝隙天线，辐射方向图主要由中心缝隙决定，外周长形状及环的带线宽度不影响方向图但对特性阻抗有明显影响。印刷多边形环天线有宽的阻抗带宽，并且有高增益，VSWR<2相对带宽24%，增益8~9dBi。

上图是3.3GHz用介电常数2.5的基板制作的印刷多边形环天线，在2.9~3.6GHz频段内，端馈7dBi，中馈9.5dBi。

12）层叠菱形天线：

层叠菱形天线是由中间馈电的多个菱形环和三角环天线串联组成，是一种水平极化的高增益天线。最常见的层叠菱形环天线阵见下图。

图中，L₁=0.375λ，L₂=0.5λ，图a边长相等，图b为中间与两端菱形边长不等，图c为三角环与菱形环串联构成。三种结构的馈电方法相同，都是使用75Ω同轴电缆沿天线一侧的锯齿形线段敷设，在中间点把同轴线的芯线接在左边的F点上，把同轴线的外皮接在右边F'点上。可以把层叠菱形天线看作是由两个锯齿天线在终端短路组合而成，由于锯齿少，所以锯齿上的电流仍按驻波分布，由于结构对称且在中间馈电，决定了以水平极化波方式工作。
也可以按照4个环天线来分析，图a由四个周长为1.5λ的环天线串联组成，每个环可以等效为长度0.75λ的两个水平对称振子。为了提高层叠菱形环天线阵的增益，可以在距天线0.25λ处设置比天线阵面大10%的金属反射网，网线间距0.07~0.1λ，其中λ按频段内最低频率波长计算。

上图是层叠菱形环天线阵的实际结构，左图不带反射板，图b带反射板，6~12电视频道上的尺寸为：

频率/MHz	频道	L1	L2	a	b	A	B	h
167~175	6	660	880	930	3730	1020	3920	500
175~183	7	630	840	890	3560	980	3740	480
183~191	8	600	800	850	3400	940	3740	460
191~199	9	580	770	820	3280	900	3440	420
199~207	10	550	740	780	3130	860	3290	410
207~215	11	530	710	750	3020	830	3170	400
215~223	12	520	680	730	2020	800	3030	200

四个层叠环形天线阵增益16~17dBi，VSWR<1.5。层叠菱形环天线阵具有宽带特性，不仅可以用于单频道电视，也可以用于多频道，频率范围及尺寸为：

频率/MHz	频道	L1	L2	a	b	A	B	h
167~223	6~12	580	770	820	3280	900	3440	390
167~199	6~9	650	820	920	3630	1010	3860	490
183~223	8~12	550	740	780	3140	860	3300	350
470~622	13~26	210	280	300	1200	330	1350	110
470~526	13~19	245	300	350	1400	385	1550	155
470~566	13~24	220	290	310	1210	340	1300	145
518~566	19~24	210	280	290	1160	320	1220	140
518~622	19~26	200	260	280	1120	310	1180	130
558~622	24~26	190	250	270	1030	300	1130	130

上图是145/435MHz双菱形环天线，是用直径4.5mm的铜管或1.6mm的铜线制作，中间是平衡馈电点。距天线约0.13λ处用三根金属杆作为发射网。图中尺寸为145MHz，括号内为435MHz。天线低风阻，增益10dBi，前后比20dB，输入阻抗约50Ω。

13）双圆环天线：

把两个周长为λ的圆环天线用长度为0.5λ的双导线相连接，在双导线中点馈电，就构成双圆环天线。双圆环天线馈电简单，带宽较宽，增益较高，安装在间距λ/4的反射板上就能构成水平极化定向天线。

周长为λ的圆环天线可以等效为间距0.27λ的两个λ/2长对称振子，那么所示的双圆环就可以等效为间距约0.82λ的两对λ/2长对称振子。

为了提高双圆环天线的增益，可以把多个圆环天线串联组阵。通常把双圆环称为2L形，把两个双圆环和三个双圆环组成的天线阵分别称为4L形和6L形，如上图。
用同轴线给双圆环天线馈电必须使用巴伦，常用方法有两种，一种是利用分支导体型巴伦，一种是采用裂缝式巴伦，常在双圆环天线的两个末端附加可以调整的短路支节以使阻抗匹配。当要求VSWR<1.05时，2L形双圆环相对带宽20%，4L形16%，6L形12%。
垂直双圆环及天线阵像单个圆环天线一样，水平面方向图呈8字形，即最大辐射方向与环面垂直。多数应用场合都希望单向辐射，为此在距双圆环及天线阵λ/4处附加反射板或发射网，变双向辐射为单向辐射。双圆环天线广泛应用在电视发射天线，为了在水平面得到全向方向图，可以在一个方形支撑塔的四周安放四个双圆环天线，一层2L形双圆环天线3dBi，比增益只有0.8dBi的蝠翼式天线高出2dB多。不仅如此，双圆环天线还具有较宽带宽，参数为：

天线形式			2L	4L	6L
单面	HPBW-E		75	75	75
	HPBW-H		36	16	10
	增益	L1=0.25λ	9	12.1	13.8
		L1=0.175λ	8.5	11.5	13.3
四面	增益	L1=0.25λ	3	6.1	7.8
		L1=0.175λ	2.5	5.5	7.3

14）由半环构成的宽带全向天线：

半环虽然不是宽带天线，但在垂直安装在地板上的半环天线的顶端切一个间隙为0.6的缺口，就能展宽带宽。

该天线使用介电常数2.2的单面覆铜板制作，高度与宽度比为2:1中心频率2GHz，波长150mm，天线尺寸0.2x0.1λ。右图是S₁₁的频率特性曲线，VSWR<2的相对带宽30%，VSWR<1.5的相对带宽23%。环的垂直方向图有点不对称，水平方向图为全向，最大增益2.8dB。

半环天线也可以作为手机天线，上左图是1710~1880MHz和1920~2170MHz频段手机天线的尺寸，右图是S11的频率特性曲线，S₁₁<-10dB相对带宽24%。在环上引入一小间隙，不仅展宽了半环天线的阻抗带宽，而且减小了位于用户头部天线的增益，减小SAR。

15）由框架式金属板条构成的UHF定向天线阵：

下右图是由金属板条构成的UHF定向天线阵，安装在屋檐下就可以接收电视信号。单个框架式金属板条可用左图所示的相距λ/4的三个偶极子模型中的虚线部分来表示。

把单个框架式金属板条天线用λ/4长金属管或绝缘棒安装在反射板上，在35%相对带宽内增益4.8dBi。

为了加大增益，把四个框架式金属板条单元组阵，单元间距d=0.5λ，用特性阻抗200Ω的双导线给每个框架金属板条单元馈电。馈电时两两并联再两两并联，变为50Ω，最后与右图的由同轴线构成的串联补偿式巴伦相连。通过变化分馈线的长度可实现波束倾斜。

4. 贴片天线：

贴片天线也称微带天线，是在厚度远小于波长的双面覆铜介质板上，用印刷电路或微波集成电路技术制作而成的一种平面天线。一面为接地板，一面为尺寸与波长相比拟的金属片，称为辐射单元，其典型形状可以是矩形、圆形、椭圆形、三角形、多边形和环形等多种形状。
微带天线轮廓低，体积小，重量轻，具有平面结构，易于空间飞行器共面共形；辐射单元及馈电电路可以集成在同一基板上，适合用印刷电路技术大批量生产，成本低；天线的形式和性能多样化，如容易实现双频段、双极化和圆极化工作，因而得到广泛应用。贴片天线特别适合300MHz以上频段使用，主要缺点是效率低，功率容量较小，但采用空气介质贴片天线和空气微带线就不存在上述问题；贴片天线还有极化纯度差、带宽窄的缺点。

1）基板的矩形贴片辐射原理：

分析微带天线的方法很多，以下左图的矩形微带天线为例，用传输线模型分析辐射原理。矩形贴片长度L宽带W，厚度h远小于波长，可以把微带贴片看作一段长L宽W的微带传输线，由于终端开路构成电压波腹。一般取L=λ_g/2，λ_g为微带传输线的导波波长，因而另一个W边也为电压波腹。

根据传输线理论，场沿h和W边无变化，在激励主模的情况下，沿L反向的场分分布如中图。可以把两开路端的电场分解成相对接地板的垂直分量和水平分量，由于L=λ_g/2，两垂直电场分量反相，但水平电场分量相同，在垂直接地板方向，两水平电场分量产生的远区场同相叠加，形成最大辐射方向。因此，把两开路端的水平电场可以等效为无限大平面上同相激励的两个缝隙，缝的宽度ΔL，长度W，两缝隙间距L=λ_g/2，电场方向垂直于W，且沿W均匀分布。可见，矩形微带天线的辐射可以归结为缝隙对的辐射，将两条缝隙的辐射场叠加，就能得到天线的总辐射场。
H面和E面方向图：

H面和E面的半功率波束宽度近似计算公式：

微带天线的方向系数：

可见，微带天线越宽，方向系数越大。
谐振矩形贴片天线边缘的输入阻抗一般为100~400Ω，近似公式：

对介电常数2.1的聚四氟乙烯基板，为了获得50Ω的输入阻抗，矩形贴片尺寸必须为L=0.49λ，W=1.316λ，即L/W=0.3723。
VSWR<2的相对带宽为：

可见，相对带宽与基板厚度h成正比，与介电常数成反比，基板越厚带宽越宽，介电常数越大带宽越窄。
a）矩形贴片的计算：
由于边缘效应，在电气上贴片的长度大于它的几何尺寸，扩展的长度：

其中ε_e为有效介电常数，公式：

可见，有效介电常数与h/W有关，h/W越大其值越小。
谐振条件下，贴片的有效长度为：

因此得到贴片谐振频率与长度之间的关系：

在波长已知的情况下，矩形贴片的长度和宽度为：

根据上面公式，可以计算得到在介电常数2.2厚度1.588mm基板上的2.45GHz的矩形贴片，有效介电常数2.108，宽度48.4mm，长度40.49mm，ΔL=0.837mm，D=8.2dBi。矩形贴片边缘输入阻抗254Ω，加入122.69Ω的四分之一波长阻抗变换段，有效介电常数1.706，宽度0.615mm，长度23.437mm。50Ω微带馈线宽度4.37mm。该天线相对带宽1%，非常窄。

矩形贴片结构见上左图，如果采用上面右侧的形状，带宽比矩形贴片宽一些。
为了克服采用厚基板微带天线由于大的表面波及介质损耗造成的低效率，可以采用空气介质贴片天线，并用探针直接馈电。由于贴片和接地板之间的距离变大，为了补偿探针带来的大的输入感抗，可采用支节作为宽频带匹配网络，如下图。

中心频率2GHz波长150mm时，天线尺寸为，贴片65X100mm，支节40.4X16.7mm，贴片距地面高度10mm，探针到支节末端距离13.5mm。实测，在1760~2260MHz频段，VSWR<2，增益6.8~8.9dBi，HPBW-H=45°，HPBW-E=60°。

上图是1.8GHz用共面探针馈电的矩形贴片天线，位于L形地板上，尺寸，L=60mm，W=93mm，L₁=3.5mm，S=23mm。实测，在h=18mm时，VSWR<1.5的相对带宽10.8%，频率范围1708~1894MHz，最大增益7.3dBi。
b）贴片天线的馈电：
贴片天线的馈电方法很多，如用同轴线探针直接馈电，即把同轴线的内导体穿过接地板和基板与辐射贴片相连；也可以用微带线边馈或角馈，还可以用电磁耦合馈电，见下图。

同轴线探针馈电：用同轴线探针直接馈电，无馈线辐射损耗，调整馈电点的位置，可以使馈线与天线匹配，缺点是不便于集成，制作麻烦，频带窄，交叉极化电平高，作双极化天线时端口隔离度差。
用微带线馈电：由于馈线与贴片共面，可以一次腐蚀加工制作，改变带线的宽度或增加一些支节或匹配段，很容易实现天线与馈线的阻抗匹配，缺点是馈线有可能引起辐射，干扰天线方向图。用微带线馈电的双极化天线，端口隔离度比用同轴线馈电的好。
用电磁耦合馈电：耦合馈电就是用微带线以耦合的形式给贴片馈电，或通过位于基板上的缝隙耦合馈电，也可以使用L形探针给贴片耦合馈电。耦合馈电的好处是馈线与贴片不接触，消除贴片与馈电网络的相互干扰，耦合馈电有利于展宽阻抗带宽。缝隙耦合馈电贴片天线的缺点是有大的后瓣。

2）小尺寸贴片天线：

实用中既希望贴片天线的几何尺寸小，又希望贴片天线具有宽频带特性，缩小贴片天线尺寸可以采用高介电常数基板，可以用短路线或短路面把贴片短路，或在贴片上切割缝隙，加长贴片的电流路经。展宽贴片天线的阻抗带宽方法有很多，如使用寄生贴片、L形探针及电磁耦合馈电等。
a）短路梯形贴片天线：

上图是一种小尺寸宽带贴片天线。为兼顾小尺寸和宽带，使用了最佳尺寸的梯形贴片，采用了两个短路面，在贴片上切割了U形缝隙，采用了电容耦合馈电。天线工作频率6GHz，尺寸见下表：

参数	W	L	x1	x2	x3	x4	x5	y1	y2	y3	R	H	CYC
尺寸/mm	19.1	16.6	4.8	2.6	8.6	4.2	4.4	9.2	10.9	12.8	3.2	5.8	1.4

实测，在3.58~8.34GHz频段内，VSWR<2，相对带宽80%；在3.58~6.5GHz内，增益5.5~6dBi。由于短路面结构不对称，造成yz面方向图不对称，波束倾斜30度。
b）由U形缝隙短路贴片构成的宽带低轮廓天线：
下图是2225MHz/波长134.8mm频段的低轮廓小尺寸宽带贴片天线，天线由长宽为L_pxW_p=30x30mm的方贴片构成用同轴线直接馈电，馈电点为F，贴片平行地板，距地板高度H=10mm。U形缝隙尺寸b=4mm，a=c=2mm，W_s=18mm，L_s=26mm，f=10mm。为了展宽频带和缩小天线尺寸，主要采用了贴片沿宽边短路和在贴片上切割U形缝隙。

天线在没有U形缝隙时，VSWR<2的相对带宽只有13%，切割U形缝隙后为27%；增益2.4±1.7dBi。天线长宽仅0.22λ，高度0.07λ，尺寸小低轮廓，但H面交叉极化电平较高。
在方贴片上开矩形缝隙，并用短路柱短路，也可以使贴片天线具有小尺寸、低轮廓和宽频带，如下图。适合1.81~2.34GHz的频段的天线，相对最低工作波长λ_L=167.5mm，天线电尺寸为，口面0.205λ_L，高H=0.066λ_L。

天线S₁₁<-10dB的相对带宽25.6%，1.81~2.34GHz频段内增益4.5~4.8dBi。
c）小尺寸宽带三角形贴片天线：

上图为小尺寸宽带三角形贴片天线，天线由边长为L₁、L₂、L₃的三角形组成。把长度为L₃的一个边用金属板与地板垂直短路连接，用L探针电磁耦合馈电，天线中心频率3.66GHz，尺寸为，D=0mm，R=0.5mm，H=11mm/0.13λ，L₁=L₂=25mm/0.3λ，L₃=30mm/0.37λ，L_h=13mm/0.16λ，L_v=7mm/0.09λ。天线在2.5~4.7GHz频段内，VSWR<2，相对带宽61%。EH面方向图均倾斜，最大方向45度，E面交叉极化电平-20dB，H面则较高。在室内移动通信多路径环境下，高的交叉极化电平引起更好的传输能力。
d）由折叠短路L形缝隙贴片构成的宽带天线：

上图是由折叠短路L形缝隙贴片构成的宽带天线，天线谐振频率2450MHz，贴片尺寸LxW=25.6mmx42.5mm/0.21λx0.35λ，距地的最大高度H₁=14mm/0.11λ，H₂=4mm；其他尺寸，S₁=19.6mm，S₂=19.5mm，S₃=1mm，D₁=5mm，D₂=17.3mm；接地板尺寸145.6X162.5mm。在1.56~3.49GHz频段内，VSWR<2，增益4.5~8.5dBi，相对带宽76%。

3）宽带贴片天线：

展宽贴片天线带宽主要有以下几种方法，采用厚的介电常数低的基板，采用宽带贴片，如E形贴片、带U形缝隙的贴片，多层结构，缝隙耦合馈电，单、双L形和曲折探针耦合馈电，采用宽带馈电网络。
a）E形贴片：

上图是1710~1990MHz频段用同轴线馈电E形宽带贴片天线，天线具有低轮廓0.074λ_L，小尺寸0.4x0.34λ_L，宽频带VSWR<1.5相对带宽15%，中增益7~9dBi。

上图是中心频率1700MHz安装在U形接地板上的E形贴片天线，U形接地板长度L=80mm，E形贴片距地高度h=14.3mm。U形接地板侧壁的高度H和夹角ɑ不仅影响天线的阻抗带宽，而且能改善天线的交叉极化电平XPL。
b）用层叠技术构成的宽带贴片天线：

上图是把宽带E形贴片和U形缝隙贴片层叠，用探针馈电构成的贴片天线，实现了59.7%的相对带宽。中心频率4.676GHz，基板介电常数1.1，尺寸见下表：

参数	L1	W1	LS	WS	L2	W2	lS	wS	w1	w2	w3	h1	h2
尺寸/mm	39.4	29.4	17	15.4	26.5	18	14.2	1.4	9.6	7.05	7.05	6	5.5

实测，在3.275~6.077GHz频段，VSWR<2，相对带宽59.7%，平均增益8±1.4dBi，两个主平面天线的半功率波束宽度HPBW=57~66°。
下图是由内边长b外边长a的层叠寄生方环和微带线馈电边长d的方贴片构成的宽带贴片天线。中心频率1.6GHz，用介电常数4.4厚1.6mm的FR4基板制作，尺寸，a=50mm，b=36mm，d=44mm，h=30mm/0.16λ，W₁=3mm，W₂=1mm，S₁=28mm，S₂=49.5mm，方接地板边长W_s=100mm/0.53λ。考虑到边缘场的影响，确定方贴片边长：

其中修正系数K≈0.8，c为光速。
由于天线的输入阻抗不是50Ω，为了与宽度W₁=3mm的50Ω微带线匹配，串联了宽度W₂=1mm的阻抗变换段。实测，用距方贴片h=0.16λ的寄生矩形环，增益提高3.3dB。

下左图是由介电常数2.2厚1.6mm的基板制作的内外边长分别为W₁xL₁=14x14mm和WxL=46x46mm的寄生方环短路方贴片天线，贴片是用介电常数2.55厚4.7mm的基板制作，尺寸W₂xL₂=14x14mm，用直径0.8mm的同轴线馈电，馈电点到中心的距离x_f=3.4mm，y_f=0，用直径0.8的短路柱把方贴片短路，短路点位置x_s=5.3mm，y_s=0，寄生方环与贴片间距S=2.5mm，g=0。实测，VSWR<2相对带宽11%，频率范围1.898~2.174GHz；把天线放在180x180mm地板上，在中心频率2.09GHz，HPBW-E=76°，HPBW-H=72°，增益8.6dBi。

上右图是L形探针近耦合给层叠六边形贴片馈电构成的宽带贴片天线，层叠六边形寄生贴片比下面的馈电六边形贴片小，天线谐振频率1940MHz，尺寸为，W₁=W₂=37.5mm，W₃=36mm，L₁=75mm，L₂=58mm，W₄=W₅=W₆=29mm，H₁=32mm，H₂=14mm，L_p=31mm，H_p=8mm。
下图是使用六边形贴片组成的二元天线阵，单元间距B_s=139.9mm/0.9λ，U形接地板尺寸L_gxW_g=300x150mm，侧边高H_g=40mm。用图中的环形电桥给二元阵等幅反相馈电，L形探针直径1mm。

实测，VSWR<1.5的相对带宽34%，VSWR<2的相对带宽44%，在频段内增益只有小的起伏，平均值11.5dBi。层叠寄生贴片不仅能展宽贴片天线的带宽，而且还能提高天线的增益，但工程中实现比较麻烦，另外一种容易实施的方法是采用边缘耦合贴片。

上图是2.4GHz的WLAN频段用厚2mm介电常数3.58的基板制作的边缘耦合四元贴片天线。辐射贴片与寄生贴片的间隙S=1.5mm，贴片之间相距D=65.5mm/0.546λ。无边缘耦合寄生贴片时，S₁₁<-10dB的带宽42MHz，频率范围2.38~2.42GHz；有寄生贴片时，S₁₁<-10dB的带宽143MHz，频率范围2.37~2.513GHz。无寄生贴片四元天线阵增益13.1dBi，有边缘寄生贴片的四元天线阵增益15.3dBi。可见，采用边缘耦合寄生贴片，相对于无寄生贴片，相对阻抗带宽扩大了三倍，增益提高了2.1dB。
c）缝隙耦合宽带高增益贴片天线：
采用下图的多层结构和缝隙耦合馈电技术，可以构成宽带高增益贴片天线。最下层是介电常数2.2厚h₂=0.987mm的基板，一面为微带馈线和λ/4阻抗变换段，另一面是带有缝隙的地；中间是介电常数1.07厚h₃=12.7mm的泡沫层；最上面是介电常数2.2厚h₁=0.127mm的基板用印刷电路技术制作的贴片。天线有两个介质基板和一个泡沫板。层叠配置。

泡沫的介电常数会影响天线的带宽和效率，低介电常数不仅会给出宽的阻抗带宽，而且能防止产生表面波，增强辐射。泡沫的厚度或空气层的厚度会影响天线带宽和耦合电平，厚的泡沫层或空气层可实现宽的阻抗带宽，但在给定缝隙尺寸情况下会导致小的耦合。贴片的长度决定了谐振频率，但宽度影响在谐振时天线的阻抗，贴片越宽其阻抗越小。需要仔细选择微带馈线基板的介电常数和厚度，薄的基板虽然杂散辐射小，但会带来大的损耗。耦合缝隙的长度主要决定耦合电平及后向辐射电平的大小，一般不宜过长，虽然缝隙宽度也会影响耦合电平，但影响程度比长度小得多。馈线的宽度控制馈线的特性阻抗，但也会影响缝隙的耦合，需要使用长度稍小于λ/4的调谐支节来抵消天线的过剩电抗。同接地板把贴片和馈电网络隔开，不仅使杂散辐射最小，而且可以独立地选择贴片和馈电网络基板的介电常数，使天线性能最佳。
上右图是适合1.85~1.99GHz频段天馈的尺寸，使用上述参数制作的天线VSWR<2的相对带宽达22%，在中心频率1.9GHz的E面和H面半功率波束宽度分别为61和73度，增益9.4dBi，但前后比差。为了改善前后比，在馈电基板后12.7mm/0.08λ处附加一块金属板。测试，VSWR<2的相对带宽21%，在中心频率1.9GHz的E面和H面半功率波束宽度分别为59和74度，增益9.5dBi，前后比20dB。

为了满足PCS和IMT-2000的工作带宽，辐射单元必须具有宽频带辐射特性。上图是一种由多层结构和缝隙耦合馈电构成的宽带贴片天线，为实现宽带采用了多层结构，还增加了寄生单元，特别是采用了两层低介电常数的泡沫层；使用缝隙耦合馈电。为了展宽基本辐射单元的带宽，加入在辐射单元谐振频率附近谐振的寄生单元，寄生单元的长度对电压驻波比的影响远大于宽度对电压驻波比的影响。为了减小后向辐射，距馈电层λ/4处附加了反射板。实测电压驻波比曲线见下作图，在1670~2240MHz频段内，VSWR<1.4，相对带宽24.5%。

上右图是用基本辐射单元构成的1x4天线阵。为了使主波束下倾6度，副瓣电平低于-20dB，每个辐射单元馈电的幅度和相位均按泰勒分布确定；为了防止栅瓣产生，单元间距d=0.6λ；为了满足1x4天线阵的低电压驻波比特性，切割了三个缝隙，用来调整天线的VSWR，缝隙尺寸90x5mm。在1740~2300MHz频段内，VSWR<1.4，增益11.2~12.3dBi，前后比29.6~36.7dB，E面HPBW=19.7~22.8，H面HPBW=69.2~72.2。
d）用L形探针近耦合馈电构成的宽带贴片天线：
下图是5GHz用两个同相并联的L形探针给LxW=22x44mm的贴片耦合馈电构成的高增益宽带贴片。贴片距地板高度H=6mm/0.1λ。L形探针的垂直和水平臂的长度分别为a=4.5mm，b=12mm，两个探针间隔S=28.6mm，用介电常数2.33基板制作的T形功分器与两个L形探针相连。馈线的特性阻抗Z₀=50Ω，Z₁=100Ω，带线宽度分别为4.887mm和1.41mm。其他尺寸，L=22mm，H=6mm，W=44mm，T=0.3mm，d=0，t=1.5748mm，G_L=100mm，G_w=100mm，S=28.6mm。

双L形探针馈电贴片天线，VSWR<1.5的相对带宽25%，频率范围4.42~5.7GHz，增益10dBi，而且在很宽的频段内增益不变，1dB增益带宽26%。双L形探针增益比单L形探针贴片天线增益高，主要是由于双L形探针耦合馈电贴片天线的E面和H面方向图交叉极化分量特别低。
用带U形缝隙的贴片，或采用L形探针馈电的贴片天线，虽能实现宽的阻抗带宽，但会带来高的交叉极化电平，不仅使主极化方向图失真，而且降低了天线的增益。用曲折探针馈电贴片不仅能提供30%的阻抗带宽、平均9dBi的天线增益、小于-20dB的交叉极化电平，而且能提供对称的E面和H面方向图。

上图是谐振频率1.82GHz/λ=165mm用曲折探针给贴片天线馈电的结构，曲折探针是由厚0.2mm宽W_s=9.5mm的矩形金属带弯折而成，共有三个垂直部分和两个水平部分。与同轴线连接处曲折探针和地板间有0.001λ间隙。尺寸见下表：

参数	L	W	Hp	GL	Gw	g1=g2	h1=h2	S1=S2	ts	ws
尺寸/mm	60	70	17.5	300	200	1.5	9.5	20.5	0.2	9.5
电尺寸/λ	0.364	0.425	0.106	1.82	1.21	0.01	0.06	0.123	0.0012	0.06

实测，在1.56~2.12GHz频段内，VSWR<2的相对带宽30.5%；在1.6~2.04GHz频段内VSWR<1.5的相对带宽24%；平均增益9dBi，交叉极化电平低于-20dB；在1.85GHz，E面HPBW=68°，H面HPBW=70°。
贴片天线的固有缺点是阻抗带宽太窄，L形探针确实展宽了贴片天线的阻抗带宽，但其泄露辐射却引起H面大的交叉极化电平，为此需要使用反相馈电的双L形探针近耦合技术。

上图是2GHz的窄带和宽带巴伦双L形探针近耦合方贴片天线的结构，天线尺寸，W_x=W_y=53.5mm/0.357λ，H=23.5mm/0.157λ。L形探针尺寸，直径2R=1mm，垂直和水平长度分别为L_h=12mm，L_v=26.5mm，到贴片边缘的距离S=3mm，方地板边长G=250mm/1.5λ。馈电网络是用t=0.8mm介电常数3.38的基板制作。实测，VSWR<2的相对带宽39.2%，频率范围1.62~2.44GHz，增益6.5~8.5dBi。有宽带巴伦的双L形探针方贴片天线在1.7~2.3GHz频段内，交叉极化电平均小于-21dB。
e）由脊椎形地面构成的贴片天线：

上图是位于脊椎形地面上中心频率3GHz的宽带方贴片天线。由于边长为a的方贴片采用了脊形地板，所以展宽了阻抗带宽。在1.75~4.62GHz频段内，VSWR<2，相对带宽达到90%，增益3dB。

4）双频贴片天线：

a）用共面探针给矩形贴片馈电构成的双频天线：
下图是位于U形地板中用共面探针给矩形贴片馈电构成的GSM/DCS/PCS三频段贴片天线。U形接地板由LxW的水平地板与尺寸LxH₁和LxH₂的两个垂直地板构成，用共面探针从矩形贴片边缘的中间给长宽为L₁xW₁的矩形贴片馈电。在馈电点，为了改善匹配，贴片有170度张角ɑ。调整贴片到第二垂直地板的距离对产生双频很关键。天线尺寸，L=200mm，W=100mm，H₁=50mm，H₂=70mm，h=40mm，L₁=74mm，W₁=65mm。

天线在低频段VSWR<1.5的相对带宽50%，频率范围593~981MHz；在高频段，VSWR<1.5的相对带宽30%，频率范围1662~2237MHz；低频段增益5~6.7dBi，高频段8.5~7.5dBi。该天线单馈双频，小尺寸0.395x0.197x0.138λ，宽频带中增益。
b）宽带双极化VHF天线：
为了测量0.5~8m范围的海洋结冰厚度，机载综合口径雷达需要一个30%宽带VHF双极化中增益天线，频率范围127~172MHz；为了利用频率干涉仪技术，要用宽带天线覆盖137±10MHz和162±10MHz频段；为了能让雷达能清楚区分从海洋冰层返回具有不同特性的两个信号，要求一个工作频率为垂直极化，另一个频率为水平极化，且要求天线双端口之间至少要有-20dB隔离度。
为了使用小尺寸实现宽带双极化和-20dB端口隔离度，采用了以空气或低介电常数泡沫为介质，且用相对厚的层叠方贴片；上方贴片寄生，下方贴片用容性探针耦合馈电。由于容性探针的电容盘抵消了相对厚的空气介质层长探针带来的感性，因而进一步展宽了带宽。用厚基板以便实现-20dB的交叉极化电平，虽然厚基板易产生高次模，但由于用位于相反方向上的一对反相容性探针馈电，因而有效抑制了高次模。为了实现双极化，需要使用四个容性探针。为了减小相反的一对探针在厚基板产生的互藕，在地板与下贴片之间插入了许多短路柱。短路柱越多，容性探针之间的互藕就越小，但短路柱太多会使天线的带宽变窄。

上图是上下贴片及容性探针的结构尺寸图，其中使用了位于下贴片中心的直径为3mm的24根短路柱，每个极化12根，适合在127~172MHz频段工作的层叠方贴片及容性探针的具体尺寸见图。
为了抑制高次模，降低交叉极化电平，需要用两个180度混合电路分别反相激励每个极化的一对容性探针。该天线VSWR<2的带宽42MHz，在30%的频段双极化端口之间隔离度达到-40dB。实测，E面和H面的交叉极化均低于-20dB，137MHz增益8.5dBi，162MHz增益10.3dBi。
c）由多层多谐振贴片构成的宽带和双频天线：
为了展宽贴片天线的带宽，可采用有低介电常数和空气介质的多层多谐振贴片，如上图。其中半径为a₁的圆形贴片是用介电常数2.45厚度h₃=1.6mm的基板构成的有源贴片，用距中心x的同轴探针直接馈电。在有源贴片上下有两个半径为a₂中心相距2d的与有源贴片平行的寄生贴片，也是用介电常数2.45厚h₁=1.6mm的基板制作，距有源贴片间隙h₂。为了展宽带宽提高增益，h₂和h₄都为空气介质。在中心频率2.325GHz，VSWR<2的相对带宽47%，天线尺寸a₁=31mm，a₂=21mm，2d=62mm，x=27mm，h₄=4mm，h₂=12mm。天线在2~2.9GHz频段，增益大于8dBi，最大增益9.4dBi。

改变两个寄生贴片的尺寸还能实现双频工作，如适合1.836/2.828GHz双频工作的天线尺寸，a₁=31mm，a₂=22mm，2d=50mm，x=27mm，h₄=4mm，h₂=8mm。在两个频率点，天线增益9dBi左右，VSWR<2的相对带宽47%。
d）多频贴片天线：
下图是多频贴片天线，在CDMA/PCS/IMT2000三个频段工作。为了双频工作在贴片的边缘腐蚀了两个尺寸W_n1xL_n1的缺口，为了控制低谐振频率，沿贴片的长度方向在其边缘也腐蚀了一对尺寸W_n2xL_n2的缺口，改变缺口的尺寸就能控制高低频率比。天线利用位于地板上尺寸为L_axW_a的缝隙电磁耦合馈电，由于利用了缺口贴片和位于地板上缝隙的耦合效应来扩展高频段的带宽，此时已把缝隙作为辐射单元，它的大小就不能随意改变，因此使用分支馈线来控制微带线的耦合量。在缝隙中，分支线的阻抗100Ω，改变分支线的距离就能控制微带线耦合给贴片的耦合量。天线尺寸，L_p=115mm，W_p=190mm，L_n1=20mm，W_n1=110mm，L_n2=15mm，W_n2=45mm；馈线尺寸，W₀=60.48mm，W_f=4.45mm，W_s=1.24mm，L_a=100mm，W_a=10mm；基板尺寸，介电常数ε_r3=2.5，ε_r2=1.03，ε_rp=4.4，h₃=1.6mm，h₂=26mm，h_p=1.6mm。

在CDMA频段，VSWR<1,5的相对带宽28%，频率范围824~894MHz；在PCS/IMT2000频段内VSWR<1.5的相对带宽21.4%，频率范围1750~1870/1920~2170MHz。
e）双馈双频宽带贴片天线：

上图是低频段890/2450MHz的双馈双频宽带贴片天线，天线尺寸及电尺寸见下表：

参数	W	H	W1	H1	L1	h1	S1	S2
尺寸/mm	243.6	47.0	125.6	33.0	20.5	24.8	62.8	22.0
电尺寸/λ1	0.721	0.139	0.370	0.098	0.061	0.01	0.074	0.123
参数	b	W2	H2	h2	t1=t2	φD	φd
尺寸/mm	33.5	44.0	13.0	9.5	2.0	4.6	2.0
电尺寸/λ2	0.100λ1	0.36	0.106	0.077

其中，λ₁=337mm，λ₂=122.4mm。
可以看到，双频天线由两层尺寸不同的方贴片组成，让尺寸较小的高频段贴片天线位于尺寸较大的低频段贴片之上，不仅大贴片可以作为小贴片的地，而且有利于提高两个贴片之间的隔离度。为了展宽低频段方贴片天线的带宽及得到好的方向图，用了结构对称的四个短路柱，为了减小后向辐射，在地板的四周安装了高度H=47mm的金属板。双频天线均用独立的L形探针电磁耦合馈电，为了激励高频段贴片天线，L形探针过孔通过大贴片天线。为了阻抗匹配，位于大贴片下面的L形探针的垂直部分要按50Ω同轴线设计。为了防止低频段L形探针与短路金属柱相碰，需要把其水平部分弯折。
天线的VSWR<2的频率范围分别为0.78~1.02GHz和2.04~3.13GHz，相对带宽分别为26.6%和44.2%，频段内最大增益分别为8.4dBi和8dBi。天线方向图比较对称，后瓣电平平均小于-18dB。
f）由折叠短路贴片构成的宽带双频贴片天线：
下图是由尺寸不同的两个折叠短路贴片构成的双频贴片天线，每一个贴片都有一个边短路到地，另外一个边向后折叠。大的工作在低频段，小的工作在高频段，小贴片位于大贴片之上。高低频段折叠贴片均用同轴探针馈电，为了解决高频段长探针带来大感抗造成的阻抗匹配问题，把大贴片与地之间的高频探针用50Ω同轴线代替，把大贴片作为小贴片的地，这样就使高频段探针的长度变得很短。为了进一步改善两个输入端口的阻抗匹配，每个频段的折叠贴片均另外附加了短路柱。

天线接地板尺寸280x318mm，其他尺寸及相对于低频段863MHz波长的电尺寸见下表：

参数	H1	H2	H3	L1	L2	L3	L4	L5	d1	d2
尺寸/mm	16.0	8.0	12.0	95.2	48.7	3.5	24.8	10.2	2.9	1.0
电尺寸/λ	0.046	0.023	0.036	0.27	0.14	0.01	0.071	0.029	0.0083	0.0029
参数	W1	W2	W3	W4	S1	S2	S3	S4	d3
尺寸/mm	126.0	29.0	68.0	61.0	7.6	43	18.4	17.2	3.5
电尺寸/λ	0.36	0.083	0.20	0.18	0.022	0.12	0.053	0.049	0.01

实测，VSWR<2的相对带宽，低频段22.9%，频率范围0.764~0.926GHz；高频段20.3%，频率范围1.584~1.898GHz；最大增益，低频段6.0dBi，高频段7.1dBi。该天线低轮廓，0.046λ高，宽频带，中增益。

上图是另一种单馈双频折叠短路贴片天线。为了缩小尺寸及展宽带宽，除了仍采用折叠短路贴片和短路柱外，还在折叠贴片上开了宽度和长度分别为a₂、W₂和a₁、W₃的矩形缝隙。天线尺寸及相对于低频段中心波长的电尺寸见下表：

参数	H1	H2	L1	L12	L2	L3	W1	W2
尺寸/mm	3.0	17.0	83.5	53.6	29.5	8.0	123.6	86.6
电尺寸/λ	0.0088	0.05	0.25	0.16	0.087	0.024	0.36	0.25
参数	W3	S1	S3	a1	a2	d1	d2	G
尺寸/mm	66.8	4.4	52.3	3.0	3.0	2.9	1.0	98.35
电尺寸/λ	0.2	0.013	0.15	0.0088	0.0088	0.0085	0.0029	0.29

该天线低轮廓，0.05λ高，小尺寸0.25x0.36λ，宽频带，高增益。低频段VSWR<2的相对带宽21.1%，频率范围0.79~0.976GHz，增益7.3dBi；高频段VSWR<2的相对带宽32.2%，频率范围1.698~2.350GHz，增益7.5dBi。

5）双极化贴片天线：

频率复用或在同一频率发射和接收无线电信号，都需要使用正交双极化天线。卫星通信中，用包含双极化的频率复用能增加系统容量；无线通信中也广泛使用双极化天线，除利用分集改善系统性能外，还可以频率复用提供双传输通道。双极化天线端口之间必须有足够隔离度。对双极化贴片天线，为了展宽带宽，多采用低介电常数基板、层叠、通过缝隙耦合和L形探针近耦合馈电技术，不同的是双极化需要在方贴片正交位置的两个正交端口采用多种馈电方法，两个端口可以采用相同的馈电方法，如缝隙馈电、L形探针耦合馈电，两个端口的馈电方法也可以不同，即可以采用组合馈电方法以提高两个端口的隔离度。
a）用组合馈电构成的双极化贴片天线：
所谓组合馈电，就是指一个端口用缝隙馈电，另一个端口则用微带线或同轴线直接馈电，或用L形探针耦合馈电。组合馈电又分为单组合和双组合馈电。

上图是具有高隔离度的双极化角馈贴片天线，辐射单元为方贴片，最上面是位于基板背面的边长为a₁的方寄生贴片，边长为a₂的下方贴片位于介质基板2的正面，用厚度为h₀的泡沫板把上下方贴片隔开。用位于基板2上面的共面微带线从下方贴片的一个角激励起垂直极化波；用位于基板3背面的另外一根微带线，通过位于基板3正面作为地板上的矩形缝隙激励起水平极化波。矩形缝隙长度L宽度W，到缝隙中心的距离S，为了减小后向辐射，距地板λ/4放一块金属板，用泡沫层把它们隔开。
在9.6GHz频段，基板1、2、3均为厚度0.508mm介电常数2.94的介质基板，基本辐射单元尺寸a₁=9.7mm，a₂=9mm，h₀=2.3mm，L=8mm，W=1mm，S=3.35mm。按上述尺寸制作的双极化角馈16x1贴片天线阵见下图。

该天线阵在9.357~9.825GHz工作频带内，隔离度大于-33dB，最大-43dB；VSWR<1.5的相对带宽，水平极化端口13.5%，频率范围9.2~10.5GHz，垂直极化端口15.6%，频率范围9.375~9.825GHz；两极化增益都在16.7~17.3dBi；在9.6GHz时，交叉极化电平低于-20dB。

上图是有高隔离度和低交叉极化电平的双极化贴片天线，使用了带寄生贴片的多层技术来实现宽频带，水平端口用具有180度相差的双缝隙耦合馈电技术，垂直端口用共面微带线馈电。天线工作频段8.5~9.5GHz，中心频率9.0GHz/波长33.3mm，天线尺寸为，a₁=10mm，a₂=9mm，L=7.4mm，S=2.0mm，W₁=2.0mm，W₂=1.0mm，h₁=2.8mm，d=3.7mm，h₂=0.5mm。实测，VSWR<2的相对带宽，垂直端口17.1%，水平端口20%；频段内隔离度大于-41dB；交叉极化电平，水平端口-30dB，垂直端口-35dB。
用双探针或双缝隙耦合馈电构成的圆贴片，由于两个正交探针间的互藕而产生大的交叉极化分量；对双缝隙耦合馈电，必须从贴片中心把缝隙分开，由于两种正交缝隙不能重叠，因此常常把缝隙偏离贴片中心设置，但易产生高次模，也会产生交叉极化分量。下图是把探针直接馈电与缝隙耦合馈电相结合，能有效减小交叉极化分量，为了防止探针与缝隙的位置重叠，把探针的位置移到缝隙的外面；为了使馈线与天线阻抗匹配，在微带线上附加了开路支节；为了降低贴片下面介质材料的介电常数，采用了h₁=5mm的蜂窝结构。

中心频率2.45GHz的天线及馈线网络尺寸为：贴片直径φ=52.32mm；端口1用缝隙耦合馈电，缝隙沿x轴中心位于坐标原点，缝隙尺寸长L_s=23mm宽W_s=1mm，微带线超过缝隙的距离a=10.5mm；端口2用探针馈电，馈电位置为y=0，x=-d_p=-17mm，开路支节长度L_a=14.8mm，开路支节到馈电点的距离L_b=28.2mm；馈电基板为厚h₂=0.5mm的聚四氟乙烯板。实测，端口之间隔离度-42dB，比双探针馈电交叉极化电平减小20dB。
虽然用一对探针激励单个贴片的两个正交基模就能实现双极化，但产生了不需要的高次模。如果用厚基板制作宽带贴片天线，由于高次模产生的横向电流及探针上的电流引起的交叉极化辐射，降低了两个线极化端口之间的隔离度；但用有180度相差的双馈系统对称激励天线就可以扼制高次模，用曲折探针代替直探针就能减小探针的辐射，一旦扼制了双馈双极化贴片天线每个端口的交叉极化，就能改善两个端口之间的隔离度。
下面左图是双组合馈电结构，不仅使2.4GHz双极化天线的交叉极化电平低于-23dB，端口隔离度超过-40dB，而且有低后向辐射。长宽L_pxW_p=53x47mm的矩形贴片使用了一对有180度相差的组合馈电结构，端口1馈电网络由有半波长延迟线的Wilkinson功分器和两个等幅和有180度相差的曲折带线组成，8mm宽的曲折带线不仅是馈线，还可以用塑料螺钉把离地板高度H_p=10mm的矩形贴片固定在曲折带线上，起到支撑作用；端口2的馈电网络用厚1.6mm介电常数4.4的双面FR4基板制作，由位于基板背面的T形耦合带、微带阻抗变换段和位于基板正面地板上由周长为一个波长的环形缝隙和六个H形缝隙构成的耦合口面组成，当环形缝隙在基模谐振时，由于在上下半环中的电场等幅反相，故把谐振环形缝隙看成有180度相差的双缝隙馈电系统，因而扼制了在端口2出现的不需要的高次模。由于在一个波长环形缝隙的圆周上附加了六个H形缝隙，增加了耦合缝隙和贴片之间的耦合强度，因此使环形缝隙的平均半径减小38%。使用小的谐振耦合缝隙，还有利于减小天线的后向辐射。馈电网络的尺寸如图，天线VSWR<2的相对带宽14%；在2.1~3.0GHz频段内，隔离度超过-40dB；在2380~2460MHz频带内，在轴线交叉极化电平低于-30dB；在2.4GHz，端口1的E面和H面交叉极化电平分别为-27dB和-23dB，端口2的E面和H面交叉极化电平分别为-30dB和-25dB；两个端口，最大增益7.4dBi；天线两端口的前后比较差，分别为18dB和13dB。

上面右图为适合1.8GHz的宽带双极化贴片天线，主要采用了以泡沫层为主的多层结构，贴片为边长P₁=P_w=59.5mm/0.357λ的方形；使用电磁耦合馈电，端口2用微带线通过位于地板上尺寸为L_axW_a=48x1mm的缝隙耦合馈电，微带线要垂直超过缝隙，以便利用长度为L_s的微带线开路支节把缝隙呈现在馈线中的感抗抵消掉。由于缝隙的尺寸接近谐振，因而也可以用来展宽带宽。与端口2垂直的端口1利用有宽带特性的L形探针电磁耦合馈电。
天线尺寸，d₁=30mm，H₂=1.6mm，H₁=10mm，L_h=34mm，L_v=12mm，L_a=48mm，W_a=1mm，L_s=10mm，H₃=18mm，P₁=P_w=59.5mm，d₂=8mm。天线的VSWR<1.5的相对带宽，端口1为20.5%，频率范围1.68~2.06GHz，端口2为24.9%，频率范围1.59~2.03GHz；频段内，端口隔离度为-25dB；两端口增益均大于6dBi；在1.8GHz频率，端口1的E面和H面HPBW分别为70和71度，端口2则为60和72度。

上图是适合DCS频段使用的双极化贴片天线，为了宽带、高端口隔离度和低交叉极化，采用双组合馈电。端口1用两个同相缝隙耦合馈电来激励沿yz面的线极化，端口2用两个反相近耦合探针激励沿xz面的线极化。馈电基板是用厚0.8mm介电常数4.4的基板制作。在端口2，反相探针的180度相位是用Wilkinson功分器输出微带线的长度差λ_g/2来实现的。在中心频率1.8GHz下，天线尺寸，L=57.5mm，h=14.2mm，d=10mm，t=3.5mm，S=8mm，L₁=6.5mm，S_h=30mm，S_d=23mm，接地板100x100mm。
天线的S₁₁<-10dB相对带宽，端口1为14.5%，频率范围1644~1905MHz；在1.5~2GHz频段内，隔离度为-40dB；在1.8GHz，端口1的E面和H面交叉极化电平分别为-25和-23dB，端口2的交叉极化电平分别为-25和-20dB；两端口增益分别为7.3和7.0dBi。
b）由双L形探针耦合馈电构成的双极化贴片天线：
双极化天线对端口隔离度提出了更高要求，用L形探针耦合馈电，不仅能实现高的端口隔离度，而且展宽了天线的带宽，提高了天线的前后比。

上左图是用四个L形探针耦合馈电的1.8GHz工作的双极化天线，尺寸为，t₀=2mm，t₁=t₂=2mm，t₃=1.5mm，h₀=17mm，h₁=9mm，W₀=180mm，W₁=62mm，L=38mm，S₀=15mm，S₁=92mm，θ=45°。
直径2mm的L形探针位于边长W₁=62mm方贴片下面，L形探针水平长度38mm高9mm，四个探针均与右图的馈电网络的A、B、C、D相连。A、B、C、D呈方形，即AB=BC=CD=DA，探针A、C反相激励，B、D也反相激励。A、B探针之间的耦合被A、D探针之间的耦合抵消，同样C、B探针之间的耦合与探针C、D之间的耦合幅度相等，但相位相反而抵消。这种配置的好处是A、B探针之间的耦合幅度相等，但相位反相而抵消。
在1.71~1.88GHz频段，四L形探针结构的端口隔离度达到-30dB，而双L形探针结构只有约-20dB。天线的VSWR<1.5的相对带宽为15%，频率范围1.66~1.94GHz；在1.8GHz频率，+45度极化，E面和H面的HPBW分别为61和62度，-45度极化，分别为62和60度；前后比仅为15dB，比较差。
下图是使用上述天线组成的二元双极化天线阵，单元间距S₃=0.8λ，为了防止单元之间的互藕影响，在每个单元周围均附加了一个接在地板上的方形金属框，金属框边长W₄=120mm，h₂=30mm，其他尺寸见图。馈电网络见右图。

天线在1.71~1.88GHz频段，隔离度S₁₁<-30dB；VSWR<1.5的相对带宽12%，频率范围1.66~1.89GHz；在1.8GHz频率，最大增益12dBi，+45度极化，H面和E面HPBW分别为64/31度，-45度极化，水平和垂直面HPBW分别为65/45度。

上图是在水平和垂直方向分别用两个钩形探针A、B、C、D反相给边长为L、距地面高H的方贴片耦合馈电构成的双极化天线。为了改善端口之间隔离度，共用了四个金属柱A'、B'、C'、D'使贴片短路，短路柱到贴片边缘距离W。钩形探针由三部分组成，长度分别为L_h、L_v1、L_v2。

上面左图为馈电网络，是用厚t=0.762mm介电常数2.94的基板制作。中心频率4GHz，波长75mm，天线馈线尺寸，L=30mm/0.4λ，H=12mm/0.16λ，W=7.5mm/0.1λ，L_h=8mm，L_v1=6mm，L_v2=4.5mm。
在每个极化中，用反相激励不仅减小了在主波束中的交叉极化电平，而且使每个面的方向图对称，端口隔离度增加。端口1，VSWR<2的相对带宽37%，频率范围3.14~4.59GHz，端口2，VSWR<2的相对带宽39%，频率范围3.14~4.65GHz；整个频段内隔离度大于-38.5dB。在4GHz，主极化方向图对称，交叉极化电平约-20dB，前后比12.5dB；在27%的带宽内，天线增益9~10dBi。

对双极化方贴片天线，为了实现宽的阻抗带宽、低的交叉极化电平和高的端口隔离度，宜采用上图所示的宽带180度微带巴伦及用四个L形探针给方贴片耦合反相馈电技术。宽带180度微带巴伦由3dBWilkinson功分器和180度宽带移相器级联而成。用介电常数3.38厚0.8mm的基板制作2.4GHz的宽带微带巴伦，该180度微带巴伦S₁₁<-10dB的相对阻抗带宽为104.9%，输出端口功分比S₂₁=S₃₁=-3dB±0.5dB的相对带宽53.7%，相位不平衡180±5°的相对带宽53.4%。作为宽带基站天线的基本单元，中心频率1.95GHz/波长153.8mm，方贴片边长W=53.5mm/0.348λ，离馈电基板高度H=22.4mm/0.146λ，方接地板边长G=300mm/1.95λ，直径2R=1mm的四个L形探针垂直长度L_h=12.4mm，，水平长度L_v=26.5mm。对端口1，它们分别与180度宽带巴伦的输出端A、C相连，对端口2，与180度宽带巴伦的B、D相连，均反相给方贴片耦合馈电。由于探针泄露辐射在宽频带范围内相互抵消，因而改进了端口隔离度和扼制了H面的交叉极化电平。
天线端口1，VSWR<2的相对带宽34%，频率范围1.64~2.31GHz；端口2，VSWR<2的相对带宽29%，频率范围1.66~2.22GHz；两端口间隔离度<-30dB的相对带宽94.7%，频率范围1~2.8GHz；在1.7~2.2GHz频段，增益大于6dBi；端口1的H面交叉极化电平-25~-37dB，端口2的H面交叉极化电平-25~-31dB。
c）由双缝隙耦合馈电构成的双极化贴片天线：
下图是用微带馈线通过H形缝隙耦合馈电构成的双极化贴片天线。双极化使用的H缝隙彼此垂直成T形，它们相对贴片中心偏置，偏置距离分别用S和d表示，用参数W₁、W₂、L₁、L₂来表征H形缝隙。为了展宽带宽，采用层叠贴片技术。

中心频率2.67GHz，上贴片用介电常数2.33厚h₁=1.6mm的基板制作，边长a₁Xa₁=40X40mm，边长a₂=31mm的下贴片是用介电常数2.33厚h₂=1.6mm的基板制作，上下贴片相距h₀=8mm。对垂直端口，与H缝隙有关的尺寸，L₁=10mm，W₁=1mm，L₂=3mm，W₂=3mm，S=9mm，d=0；对水平端口，与H形缝隙有关的尺寸，L₁=14mm，W₁=1mm，L₂=3mm，W₂=3mm，S=0，d=8mm。实测，VSWR<2的相对带宽，垂直端口20.9%，频率范围2.39~2.95GHz，水平端口21.8%，频率范围2.37~2.95GHz；2.37~2.95GHz范围，隔离度大于-36dB，交叉极化电平小于-22dB，前后比大于21dB。

上图是用双微带线电磁耦合给有双三角缝隙的方贴片馈电构成的双极化天线。在贴片中同时激励起两个正交模，天线就呈现双线极化。调整馈线可以使端口间的隔离度大于-25dB。该天线利用了在贴片表面由缝隙形成的电抗加载，由于这种电抗加载增加了表面电流路经和单元的电长度，因此对给定的谐振频率，会导致天线尺寸减小约35%。
沿方贴片对角线的微带线靠电磁耦合给有两个缝隙的方贴片馈电，在1.5GHz中心频率，天线和馈线尺寸，L_s=40mm，a=17mm，b=21.2mm，c=0.8mm，ɑ=80°，f₁=f₂=6.3mm，ε_r1=4.36，ε_r2=3.0，h₁=h₂=1.6mm。对具有相同谐振频率的无三角形缝隙的方贴片天线，方贴片边长49.5mm，因此尺寸缩小了35%。实测，两个端口，交叉极化电平低于-25dB，端口隔离度高于-35dB。

6）由贴片构成的全向天线：

a）圆贴片构成的宽带低轮廓全向天线：

上图是由直径为φ₁的寄生圆贴片和直径为φ₂的馈电圆贴片构成的低轮廓全向天线，天线工作频率1.8~2.45GHz。尺寸及相对最低工作频率1.8GHz的波长为，φ₁=140mm/0.84λ，φ₂=40mm/0.24λ，接地板直径φ₃=240mm/1.44λ，h₁=24mm/0.144λ，h₂=19mm/0.114λ。实测，VSWR<2的相对带宽52%，增益5dBi，水平方向面图为全向，垂直面方向图为8字形并有30dB零深，最大辐射方向位于±30度，交叉极化电平-20dB。
b）由带短路环圆锥套筒的圆贴片构成的宽带全向天线：

上图是UHF频段DVB-H频带470~706MHz使用的宽带全向天线，半径R₁=110mm的圆贴片用直径D₁=10mm的探针馈电，贴片到直径φ=400mm的地板的高度H₁=56mm。为了展宽带宽，在探针的外边附加了内外半径分别为R₅=32mm、R₃=63mm的环形金属带，该金属带距离地高度H₂=33mm，与直径为67mm的圆锥和环金属带相连，下端与探针相连。为了进一步展宽带宽，用四个位于贴片中心R₂=94mm、直径D₂=6mm的金属柱把圆贴片短路，用四个距天线中心R₄=55mm直径D₃=5mm的金属柱把环形金属带短路。另外，圆贴片和与它平行的环金属带构成的容抗抵消了长探针引入的感抗，也有利于展宽阻抗带宽。实测，在466~732MHz频带内，VSWR<2的相对带宽50%，增益2~4dBi，方向图与偶极子方向图类似。
c）由正交梯形平面单极子和短路圆贴片构成的超宽带单极子天线：
下图是由正交梯形平面单极子和短路圆贴片构成的天线，直径为2r的圆贴片与直径2R的接地板距离H，用直径d_s的距贴片中心d_r的等间距四根短路线把贴片与地短路相连，再把正交梯形平面单极子与圆贴片相连，同轴线内导体与正交梯形平面单极子的交点相连馈电。

特性在0.77~2.55GHz频段工作，中心频率1.65GHz，天线尺寸和电尺寸为，2r=96mm/0.528λ，H=34mm/0.187λ，d_s=1mm，d_r=41mm，W_f=48mm，h=16mm，t_p=0.3mm，2R=360mm/1.98λ。实测，天线垂直面方向图为8字形，最大电平均位于±45度方向，方位面呈全向，不圆度小于2dB；频带内VSWR<1.5，相对带宽107.2%，平均增益3.5dBi；方位面交叉极化电平-19~-22dB，±45度垂直面交叉极化电平-13.5~-26dB。
d）由中心馈电圆贴片和耦合环状贴片构成的全向天线：
单极子水平面方向图呈全向，由于高度一般为λ/4，因而不适合低轮廓和共形设计。

采用上图的中心馈电圆贴片和耦合环状贴片组成的高度只有0.029λ的结构，就能提供类似单极子的全向方向图。设计中心频率5.8GHz，圆贴片和耦合环状贴片是用厚h=1.5mm介电常数2.94的基板制作，天线尺寸，圆贴片半径R_p=18mm，环形贴片内半径a=19mm，外半径b=31mm，与圆贴片同心，接地板半径R_g=75mm。实测，VSWR<2的相对带宽12.8GHz，H面为全向，E面为8字形，最大波束指向45度，交叉极化的E面和H面电平分别低于-18和-15dB，仿真增益5.8dBi。
e）由正方形环状贴片构成的宽带低轮廓全向天线：

上图为外波长a内边长b的正方形环状贴片构成的宽带低轮廓全向天线。正方形环状贴片与接地板平行，用宽度为W的两块金属板与接地板短路连接作为寄生贴片；同轴线的内导体直径与正方形环状贴片天线中心边长为c的正方形贴片相连，作为激励贴片。工作频率1700~2700MHz，中心频率2200MHz波长λ=136.4mm。方形环状贴片和中心的馈电贴片均用厚1.6mm介电常数4.4的FR4双面覆铜板用印刷电路技术制作，天线尺寸与电尺寸，a=40mm/0.29λ，b=14mm，h=12mm/0.09λ，W=15mm；接地板尺寸100X100mm。实测，在c=6mm时，反射损耗小于-10dB的相对带宽为46%，增益>3dB。该天线频带宽，尺寸小，低轮廓。
f）宽带全向贴片天线：

上图是适合室内直放站使用的由L形探针耦合馈电短路圆贴片构成的低轮廓宽带全向天线。λ是频率893MHz的波长，天线尺寸，H=31mm/0.092λ，R=60mm/0.179λ，r=55mm/0.164λ，d=3.6mm/0.011λ，h=26.5mm/0.079λ，l=44mm/0.131λ，r₁=1mm，t=0.5mm，G_r=120mm/0.357λ，G_t=2mm。仿真数据，S₁₁<-14dB的相对带宽27.1%，频率范围0.772~1.014GHz；在整个频段平均增益3.6dBi。实测，中心频率处最大辐射电平位于±60度，交叉极化电平低于-21dB，水平面方向图为全向，不圆度小于1.7dB。

7）其他贴片天线：

a）背腔贴片天线：
对便携式终端，小尺寸是天线的最重要技术指标，最常用的是采用高介电常数基板。由于天线的谐振长度正比于介电常数平方根的倒数，因此采用高介电常数基板会使带宽变窄，效率降低，效率差主要由于沿界面传输的表面波增加了泄露功率。通常用厚且高介电常数的基板制作贴片天线，为了改善贴片天线的效率，主要任务是抑制在天线结构中传播的表面波，抑制表面波要采用背腔方贴片和短路环贴片天线，就是在天线的周围设置电壁来阻止表面波的传播；也可以采用微机械工艺，把贴片下面的介质挖掉，或把贴片下面的基板换成低介电常数的基板；或者采用电磁带隙技术，就是对基板周期加载，不让表面波沿界面传播，从而减小表面波造成的泄露功率。采用背腔和短路环方法容易实现，而其他方法会使天线尺寸变大。
下图是用厚3mm介电常数17.1的陶瓷基板制作的1.66GHz的背腔贴片。该天线可以用微带线馈电，也可以用同轴线馈电。

把普通贴片天线的地板减小，不仅使天线的效率降低，而且由于天线效率降低导致天线增益下降。但采用背腔结构，即使在小尺寸地板情况下，仍然有高的辐射效率和高的天线增益。使用28x28mm的背腔，天线增益2.3dBi，效率42%。
b）空腔高增益宽带贴片天线：
采用有限大地板的贴片天线，由于存在大的交叉极化电平和大后向辐射，因而增益不高，采用空腔结构能克服这个问题。

上图是适合5GHz的WLAN工作的有等边三角形空腔地的高增益贴片天线。等边三角形空腔地的高度H=19mm/0.35λ，边长L=90mm/1.65λ，中心频率5.5GHz。位于等边三角形空腔地之中的平面贴片如右图，由于馈电点去掉一部分且向下弯折，称为几乎圆贴片，贴片距地高6mm。当ɑ=133°，贴片半径R=15mm时，天线在5500GHz谐振。
天线在5130~5922MHz频段，S₁₁<-10dB，覆盖了整个5.2GHz和5.8GHz的WLAN频段；增益大于9.8dBi，比没有空腔的贴片天线高出2dB，并且交叉极化电平明显减小。
c）带圆锥背腔圆贴片天线：

用圆锥背腔可以提高圆贴片天线增益。中心频率2.5GHz/波长120mm，用介电常数2.17厚h1=1.524mm的基板制作的用探针馈电的圆锥背腔圆贴片天线如上左图，圆贴片直径φ₁=46mm/0.38λ，接地板直径φ₂=120mm/1λ。在背腔高度h=40mm/约λ/3时，圆锥背腔圆贴片天线增益与锥角d之间的关系见右图。可以看到，开始段增益随着d的增加而增加，在d=30mm约λ/4时增益最大为11dBi。而天线增益也与背腔高度h有关，在h=80mm约2λ/3时增益最大12.6dBi，此时主波束变窄，副瓣电平也减小。
d）带反相功分器的低交叉极化宽带贴片天线：
下图是用平衡双线传输线反相馈电的宽带贴片天线。中心频率2.17GHz，波长138.2mm，矩形贴片尺寸LxW=68x60mm=0.49x0.43λ，贴片与地板平行，离地板高度16mm/0.11λ。一对由垂直和水平构成的馈电折叠板位于贴片下方，馈电折叠板长d=43mm/0.31λ，高h=13.5mm /0.098λ，宽a=7.5mm/0.054λ，两个馈电折叠板垂直部分相距x=26mm/0.188λ，直径为1mm高t=2.5mm相距g=18.5mm的两个探针直接与折叠板的水平部分的中心相连。为了减小交叉极化，采用右图所示的双面反相宽带功分器，由端口1输入，端口2和3等幅反相与两个探针相连输出，给矩形贴片馈电。

天线在1.37~2.97GHz频段内，VSWR<2，相对带宽74%，在大部分频段增益8.5dBi；交叉极化电平约-20dB，后瓣小于-15dB。
e）用L形探针馈电有圆锥形方向图的宽带贴片天线：

上左图是L波段用L形探针馈电的有圆锥形方向图的圆贴片天线。半径R=75mm/0.475λ的贴片是用厚度t=1.5mm介电常数3.38的基板制作，贴片到尺寸为1.25λ的方地板的距离H=20mm/0.13λ，直接1mm的L形探针的水平部分长度L_h=18mm/0.12λ，垂直长度L_v=15mm/0.1λ。天线的VSWR<2的相对带宽30%，频率范围1.62~2.2GHz。天线最大辐射方向位于θ=±30°，增益5~6.5dBi。在天顶角θ=0°，零深为-40~-20dB。
f）水平面宽波束WLAN天线：
在WLAN节点应用中，有些用户需要使用水平面宽波束壁挂天线。下图是2.4GHz有宽波束水平面方向图的贴片天线。为实现宽波束水平面方向图，采用在水平面尺寸极窄的倒L形贴片天线，使安装极窄倒L形贴片天线的地面呈倒V形。

倒L形贴片的尺寸LxW=70x20mm，窄的宽度有利于实现宽的水平面波束宽度。为了实现好的阻抗匹配，倒L形贴片的垂直部分呈三角形。倒V形地板中间宽9mm长L_g=210mm，弯曲部分地板宽度W_g=140mm，在不同弯曲角度ɑ情况下，天线电性能见下表：

ɑ	VSWR<2频率范围/带宽	HPBW-E/-H	轴线方向增益
0		33/80
20	2582~2387/195	35/125	5.6
40	2627~2364/263	36/171	4.9
60	2615~2286/329	33/167	4.4

天线在ɑ=40度时，HPBW-H=171°，的交叉极化电平很高，HPBW-E=36°，交叉极化电平低于-20dB。

5. 短背射天线：

偶极子天线是天线的基础和基本形式，很多天线都是偶极子天线的变形或扩展。
短背射天线是结构紧凑的中增益天线，不仅副瓣小，而且方向图对称性好，它主要由周围带有高度为W的边环，直径为Dm的主反射器，直径为Ds的次反射器以及位于主次反射器之间的激励源组成。激励源可以是同轴线馈电的偶极子天线，也可以是用同轴线馈电的贴片天线，还可以是矩形或同轴波导。

1）用对称振子激励的短背射天线：

a）用λ/2长对称振子激励的短背射天线：
下图是λ/2对称振子激励的短背射天线，在大反射器直径D_m=2.0λ、小反射器直径D_s=0.4λ、大小反射器间距S=0.5λ、边环高度W=0.25λ时，天线参数，增益15.2dBi，E面第一副瓣电平SLL=-20dB，H面SLL=-25dB，F/B=25dB。

如果要用普通八木天线实现15dBi的天线增益，需要轴长4λ，15~20个单元，而且副瓣电平还比短背射天线高；若要达到短背射天线的副瓣和后瓣电平，则需要27单元轴长达5.5λ的八木天线阵。
根据测试，反射器直径D_s由0.3λ渐变到0.5λ，天线增益逐渐增加；但D_s超过0.5λ后，天线增益起伏变化，见下左图。主反射器边环高度W对天线参数也有影响，见下中图，W=0.4λ时天线增益最大。短背射天线最佳尺寸，D_m=2.2λ，D_s=0.6λ，W=0.45λ，下右图是最佳尺寸时天线的辐射方向图，天线最大增益16.39dBi，效率91.17%。

在0.95~1.05f0频段内，用λ/2偶极子激励最佳尺寸短背射天线的主要性能：

f/f0	增益	口面效率	HPBW-H	HPBW-E	SLL
0.95	15.56	83.45	31.6	56.8	-19.1
0.975	16.01	87.96	29.6	52.2	-20.5
1.00	16.39	91.17	27.8	48.6	-19.5
1.025	16.74	94.12	25.6	44.2	-16.5
1.050	16.44	83.6	22.8	38.6	-11.7

如果把大反射器的直径D_m变为2.35λ，边环高度W变为0.57λ，则天线增益可以达到18dBi。小反射器直径D_s的大小对短背射天线性能影响也很大，下图是D_m=2.0λ和1.0λ时，不同D_s对天线的HPBW和SLL电平的影响曲线。

下左图是用分支导体型巴伦连接λ/2偶极子，完成平衡-不平衡变换，把分支导体型巴伦的金属管伸长λ/4，起到固定小反射器作用。可以使用裂缝式巴伦给正交偶极子平衡馈电，伸长的同轴线外导体又达到固定小反射器的作用，也可用一对分支导体型巴伦给正交偶极子馈电。

b）用λ/2长偶极子激励有波纹边环的短背射天线：
上右图是在X频段用λ/2长偶极子激励有波纹边环短背射天线。实测，有无波纹边环短背射天线的10dB波束宽度和增益见下表：

频率	10dB波束宽度				增益
	E面无波纹	E面有波纹	H面无波纹	H面有波纹	无波纹	有波纹
9.5	53.5	67	42.5	51.5	11.7	14.9
10.0	59.5	71.5	42.5	45.5	11.6	15.4
10.5	64	68	40	68	10.7	16.2

c）改进型短背射天线：

上右图是1.54GHz改进型短背射天线，与左图的普通短背射天线相比，把部分主反射器变成圆锥形，次反射器由一个变成两个。主要性能比较：

类型	Dm	Dr1	Dr2	W	Sr1	Sr2	D	ɑ	G	HPBW	SLL	AR	BW
普通	2.05λ	0.46λ	-	0.25λ	0.5λ	0.25λ	-	-	14.8	34°	-21	1.28	3%
改进	2.05λ	0.46λ	0.41λ	0.25λ	0.66λ	0.29λ	0.09λ	15°	15.5	34°	-22.5	1.1	20%

表中。S_r1为大小反射器间距，S_r2为小反射器与偶极子间距，D为两小反射器间距；BW为VSWR<1.5的相对带宽。

2）用波导馈电的短背射天线：

在3GHz以上频率，用矩形波导或圆形波导来替代偶极子给短背射天线馈电有很多优点，可以承受大功率，结构简单，具有低的馈电损耗，改进了阻抗带宽，在S波段以上容易设计，更容易密封，与其他用波导馈电的天线相比更紧凑。
a）波导馈电的短背射天线基本结构：
下图是用波导馈电的短背射天线，左图让波导口与大反射板共面，称齐平式；右图让波导口穿过大反射板，位于大小反射板之间，称为插入式。

在D_m=2.0λ，S=0.6λ，W=0.25λ，D_s=0.5λ，中心频率9GHz时，对波导短背射天线实测。齐平式馈电短背射天线，当小反射器直径D_s由0.4λ变为0.9λ时，E面HPBW由56变为36度，H面HPBW由33变为26度，平均副瓣电平H面从-19dB变为-8dB，E面则由-14dB变为-10dB；当Ds=0.5λ时，增益最大为11.3dBi。对插入式馈电短背射天线，E面和H面HPBW由30变为24度，两个面的副瓣电平从-15dB变为-11dB；当D_s=0.5λ时，增益最大为12.5dBi。

把小圆形反射器变成上图所示0.4X0.9λ的矩形反射器，右图是实测E面和H面方向图。参数：

馈电方法	HPBW(E/H)	平均副瓣(E/H)	增益
齐平式	36/32.5	-15/-30	12.5
插入式	29/31	-16/-30	13.5

由于隔板与波导口面上的TE10模场垂直，所以对辐射特性、VSWR影响比较小。边环高度由0.25λ变为0.66λ，使副瓣减小到-35dB。

上图是两种波导馈电短背射天线的VSWR的频率特性曲线，可见，VSWR<1.5的相对带宽8%。小反射板也可以与位于波导H面中心的金属隔板相连，如右图。
大小反射器之间的空腔，可以用硬泡沫塑料或低耗硬介质材料填充，以便用它支撑小反射器，如下左图。也可以把小反射器固定在天线罩里面，如右图。可以看出，小反射器用伸进波导口里面的介质棒支撑。注意到波导口伸出大反射器的距离为W_e，用它来控制同轴波导的相位中心位置，此位置到小反射器的距离必须为λ/4.波导尺寸a/b=4，a=0.4λ时，同轴波导的相位中心在它的口面前面。

b）用同轴波导馈电的短背射天线：

上左图是同轴波导馈电的短背射天线，右图是实测H面和E面方向图。获得18dBi增益，用同轴波导馈电的短背射天线最佳尺寸，D_m=2.64λ，D_s=0.8λ，W_e=0.15λ，W=0.6λ。最佳尺寸时的参数：

f/f0	增益	口面效率	HPBW-H	HPBW-E	SLL
0.95	15.98	63.77	21.6	23.3	-15
0.975	17.90	94.29	21.2	23.0	-13.4
1.00	18.04	92.45	21.0	23.2	-11.7
1.025	17.30	74.31	20.4	23.8	-15.6
1.050	16.12	53.96	18.6	24.6	-15.4

上左图是用扇形喇叭馈电，用槽形反射器代替圆形反射器的短背射天线，右图是H=2.0λ，S=0.6λ时的E面方向图副瓣及HPBW随槽形反射器宽度W的变化曲线。可以看出，背射口面由大槽形反射器及宽度W的小矩形反射器组成，为了扼制栅瓣，沿缝隙的轴线附加了两块垂直金属板。

上左图是用缝隙线阵馈电的构成的短背射天线，右图是H=2.0λ，W=0.3λ，S=0.6λ，在9.4GHz有24个缝隙的实测方向图。无背射口面，无倾斜角，最大副瓣电平-26dB，波束倾斜15度，在±38度分别出现-23dB和-28dB栅瓣；有背射口面，最大副瓣电平-24dB，波束倾斜15度，左右栅瓣分别为-33.5dB和-35dB，与无背射口面相比栅瓣减小。
c）矩形波导馈电带波纹边环的短背射天线：

上图是谐振频率10GHz矩形波导馈电带波纹边环短背射天线。有波纹边环不仅主瓣变窄，副瓣变小，而且增益也有所提高。实测参数：

频率	无波纹边环			有波纹边环
	10dB波束宽	SLL	增益	10dB波束宽	SLL	增益
10	42/62	-8/-9	15.4	35/39	-8/-22	20.2
10.5	50/59	-13.5/-9.5	15	35/38	-12/-16.5	20.1
11	55/60	-11/-7.5	14.5	31/36	-19/-13	20.8

其中斜杠前后分别是E面和H面的参数。
下左图是谐振频率34GHz用波导馈电有波纹边环短背射天线，大反射器直径D_m=4λ，每λ/2有两个波纹边环，小反射器直径0.5λ，波导口相距小反射器0.25λ.采用波纹边环，增益提高5dB，副瓣电平减小4dB。

d）矩形波导馈电带圆锥反射器的短背射天线：
上右图是谐振频率10GHz的带圆锥反射器的短背射天线，最佳锥角θ=10~15°，锥角大小对H面方向图影响很小，若θ>15°，则波束宽度变宽，副瓣电平升高，增益下降。.平板反射器与锥角反射器的短背射天线参数对比：

频率	θ=0°平板反射器			θ=15°锥角反射器
	HPBW	SLL	增益	HPBW	SLL	增益
9	25.8/22.2	-16.2/-11.6	16.4	22.2/24	-13.8/-13.5	16.7
10	25.8/20.4	-/-16.5	16.8	23.1/21.3	-20/-15.4	17.1
11	24/16.9	-6.7/-5.7	17.9	19.6/18.7	-13.8/-13.8	18.3

天线在θ=10~15°时，在9~11GHz频段，VSWR<2.5。

3）短背射天线阵：

下图是用正交偶极子激励的两元短背射天线阵，每个正交偶极子都有一个直径为Dr的小反射器，主反射器为带有边环的椭圆。

中心频率3GHz/波长10mm，天线最佳尺寸，D_m=3.0λ，D_r=0.5λ，S_e=1.0λ，S_f=0.25λ，S_r=0.5λ，W_b=0.5λ，M=5.14λλ。

上图是四元短背射天线阵，主要尺寸，D_m=3.0λ，S_e=1.0λ，W_b=0.5λ，S_f=0.25λ，S_r=0.5λ，M=5.14λλ。SLL=-14~-23.5dB，HPBW-E=22~24.5，HPBW-H=17~24.5。

上图是六元短背射天线阵，电尺寸为，D_m=5.41λ，r=1.0λ，D_r2=0.4~0.45λ，D_r1=0.5λ，S_e=1.0λ，边环高度W_b=0.5λ，S_f=0.25λ，S_r=0.5λ，M=15.88λλ。天线的E面SLL=-19dB，H面SLL=-17.5dB，增益22dB。

上图是十六元短背射天线阵，电尺寸，D_m=5.63λ，r=1.13λ，D_r=0.50λ，S_e=1.0λ，S_r=0.5λ，S_f=0.25λ，S_f=0.25λ，W_b=0.5λ，M=30.55λλ。

4）宽带短背射天线：

a）用H形缝隙贴片激励的短背射天线：
用偶极子激励短背射天线的主要缺点是阻抗带宽太窄，VSWR<1.5的相对带宽只有3~5%。为了扼制副瓣电平，往往把边环的高度抬高，此情况下相对带宽更窄。另外，用同轴线给偶极子馈电还必须巴伦，用波导激励的短背射天线则馈电结构笨重。若用贴片激励短背射天线，首先是贴片位置太低则很难激励起背射需要的漏波，如果贴片离大反射器距离增大就使探针长度变长，引入大的感抗，阻抗匹配困难，而且长馈电探针还会产生大的交叉极化分量，降低短背射天线性能。
下左图是采用高0.32λ的H缝隙矩形贴片激励的短背射天线，不仅辐射特性好，阻抗带宽也宽。该天线主要由带边环的大反射器、小反射器和激励贴片组成。小反射器为正方形，边长W_r，贴片为矩形，长宽L_pxW_p。

在贴片上切割出一个H形缝隙，用直径为2r的探针给贴片馈电。为了展宽带宽，还用ψ=2.4mm的短路柱把贴片短路，短路柱和探针的间距d。天线最佳尺寸，D_m=2.2λ，W=0.58λ，H_s=0.32λ，W_r=0.38λ，W_p=0.30λ，L_p=0.46λ，L_s=0.32λ，L_c=0.2λ，W_s=0.04λ，W_c=0.016λ，r=0.012λ,d=0.04λ。在中心频率3GHz，VSWR<2的相对带宽20%；在2.7~3.2GHz频段内，增益13.5~15.5dBi，天线效率95%；随着频率增加，H面HPBW从40变为20度，E面HPBW从40变为30度。
b）用缝隙激励的短背射天线：
上右图是缝隙激励的短背射天线。该天线仍然由直径为D_m的大反射器、直径为D_s的小反射器组成，大反射器有高度为W的边环。激励单元是长L_m宽W_m厚t的双面覆铜板背面上窄W_u下宽W₁的缝隙，馈线为位于基板正面长度L_p宽度W_p的微带线。中心频率5.5GHz，波长54.5mm，用厚0.508mm介电常数2.2损耗角正切0.0009基板制作的天线尺寸：

参数	Dm	W	DS	Lm	Wm	Lu	Wu	W1	LP	HP	WP	d	w
尺寸/mm	120	35	25	25	20	5	0.5	3	6	14.5	0.5	3	1.5
电尺寸/λ	2.20	0.64	0.46	0.46	0.37	0.09	0.009	0.055	0.11	0.266	0.009	0.055

为减小背向辐射并增加与周围环境的隔离，也为了让天线的口面与安装墙面齐平，方便支撑小反射器，让边环的高度等于小反射器的架设高度。天线VSWR<2的相对带宽15%，覆盖了5.15~5.35GHz和5.725~5.85GHz频段。在5.1~5.9GHz频段，增益约15dBi，E面HPBW几乎恒为35°；SLL<-15dB，后瓣小于-25dB。
c）宽带背腔平板偶极子天线：
下图是宽带背腔偶极子天线。中心频率3.9GHz，波长76.92mm，天线尺寸，背腔直径D_c=120mm/1.56λ，边环高度H=23mm/0.299λ；平板偶极子尺寸，长L=46mm/0.598λ，间隙g=0.787mm，张角ɑ=120°，圆弧半径R=10.5mm/0.136λ，高H_b=25mm/0.325λ；环的尺寸，半径R_r=40mm/0.52λ，宽W=5mm/0.065λ，高H_r=18mm/0.234λ。

使用图中的微带线馈电，在2.12~5.69GHz频段内，VSWR<2，相对带宽91.4%，增益7.3~9.5dBi。在平板偶极子下面附加寄生环，在4.25~5.5GHz频段内，不仅使天线的VSWR降低，而且提高了天线增益，还能改善高频段的E面和H面方向图。参数对比：

频率	S11/-dB	增益	前后比	交叉极化/-dB	HPBW-E	HPBW-H
2.5	10.4/11.9	8.9/9.0	21.6/21.6	19.3/18.9	63/63	67/66
3.0	11.6/12.3	10.2/10.3	22.4/21.8	23.6/23.8	53/53	53/46
4.0	11.7/12.0	9.6/9.8	19.1/20.6	29.5/30.7	57/51	56/58
5.0	17.2/10.7	8.2/3.8	27.7/31.5	20.7/14.8	78/-	54/-
5.5	16.0/13.5	8.3/-1.2	24.0/15.0	18.7/8.8	68/-	44/-

无寄生环时，在4.25~5.5GHz频段内方向图出现变形。
d）超宽带组合背腔折叠扇形偶极子天线：
下图是由组合背腔折叠扇形偶极子构成的超宽带高增益定向天线。可以看出，组合背腔由上下直径分别为D₁和D_s、高度为H_c的圆锥部分和高度为H_r、直径为D₁的圆柱组合而成。辐射单元为折叠扇形偶极子，尺寸为半径R张角ɑ，折叠臂宽度W，距离地板间距H_c+H_r。为了便于制作和支撑，折叠扇形偶极子天线用厚0.5mm介电常数2.65的基板制作。馈电网络是用厚0.787mm介电常数2.33的基板制作的渐变微带巴伦，逐渐把50Ω微带线变成阻抗120Ω的平行带线。为了进一步展宽阻抗带宽，在平行带线的顶部串联了等效为串联电感的平行带线支节。

在1.64~9.85GHz频段，天线尺寸及相对于最低工作频率1.64GHz的电尺寸，D_s=70mm/0.38λ_L，D₁=120mm/0.66λ_L，H_r=10mm/0.05λ_L，H_c=20mm/0.11λ_L，ɑ=120°，R=26mm/0.14λ_L，W=0.2mm，g=0.78mm。在1.64~9.85GHz频段，VSWR<2，相对带宽143%，带宽比6:1，增益8~15.3dBi。天线在2~9GHz频段，主波束均位于轴向，f<4GHz时无副瓣。该天线超宽带，高增益，小尺寸，高X直径为0.16x0.66λ_L。
e）宽带背腔折叠三角蝶形天线：
许多情况下，都希望天线有宽的阻抗带宽，低轮廓和稳定的定向方向图。

上图是背腔折叠三角蝶形天线，该天线VSWR<2的相对带宽92.2%，增益9.5dBi。中心频率3.48GHz/波长86.2mm时，天线尺寸，空腔直径D_r=120mm/1.38λ，振子和空腔边环的高度H_b=H_r=25mm/0.29λ。

折叠三角蝶形天线FTBA尺寸，宽W=69.3mm/0.804λ，长L=40mm/0.464λ，间隙g=0.787mm，夹角ɑ=120°，折合臂宽带W_a=2mm。折叠三角蝶形天线用通过微带线渐变到特性阻抗为100Ω的平行带线馈电，微带线和平行带线是用厚度t=0.787mm介电常数2.33的基板制作。在1.5~5.5GHz频段内，折叠三角蝶形天线的输入阻抗R_in为32~170Ω，三角蝶形天线的输入阻抗为9~355Ω，因此折叠三角蝶形天线更容易匹配。
在1.86~5.04GHz频段内，VSWR<2，相对带宽92.2%，增益7.5~10.2dBi，但效率在高频段变差。

5）高增益背射天线：

下图是增益23.5dBi的长背射天线，大反射器由带台阶的T1和T2平板反射器组成，边环B高0.25λ，激励单元由11元八木天线组成，其中有九个间距为0.4λ的引向器、一个有源振子、一个直径为λ的圆反射器R，有源振子D_e距第一个引向器D₁为0.2λ，D_e到反射器R的间距也为0.2λ.天线最大直径为6λ，轴向4λ。

天线在四个频率的尺寸为：

频率	B/mm	A/mm	T1/mm	T2/mm	De~D1/mm	De~R/mm	De~Dn+1/mm
144MHz	520.7	520.7	8331.2	12496.8	416.5	416.5	833
220MHz	340.9	340.9	5453.1	8179.8	272.5	272.5	545.3
432MHz	173.5	173.5	2776.7	4165.3	138.7	138.7	277.6
1296MHz	57.9	57.9	925.6	1388.6	46.2	46.2	92.4

6. 缝隙天线：

如果在同轴线、圆柱金属筒、金属板、波导或空腔谐振器上开一条或几条缝隙，电磁波就会通过缝隙向外辐射，通常把用这种方法构成的天线称为缝隙天线。
用缝隙天线可以构成全向天线，也可以构成定向天线，既可以窄频工作，也可以宽带工作，可以用同轴线、波导馈电，也可以用共面波导、微带线馈电。用缝隙天线可以构成水平极化天线、垂直极化天线，也可以构成圆极化天线。缝隙天线可以作为独立的低、中、高增益天线，也可以作为其他天线，如抛物面天线的照射器。
缝隙天线结构简单，表面没有突出部分，所以适合作为飞行器天线，特别是波导缝隙阵列天线，由于结构紧凑和加工方便，重量轻成本低，增益高且容易实现超低副瓣等优点而得到广泛应用。

1）基本原理：

a）二重性原理：

缝隙天线与偶极子天线是互补结构，符合下述的二重性原理。如果把频率为f的电动势加到上左图的理想缝隙上，则在缝隙内和缝隙周围的空间，电磁场矢量E和H将和在对应点同同样频率电动势馈电的如右图所示理想等效振子天线在自由空间的电磁场矢量E和H的方向性完全相同，且具有完全相同的空间坐标函数。所谓理想等效振子，是指用无限薄的理想导体金属板构成的尺寸与缝隙完全相同的振子。

上面左右二图分别是理想缝隙天线和位于自由空间的金属薄片振子天线的电磁场分布图形，实线表示电场矢量的方向，虚线表示磁场矢量的方向。可以看出，把缝隙中的电力线变成磁力线，把磁力线变成电力线，就成了薄片振子上的电磁场分布。

上面两图分别为理想缝隙天线和等效振子天线的方向图，可见方向图完全一样，只是它们的E面和H面互换，偶极子的全向面为H面，缝隙天线的全向面则为E面，可见互补天线的极化方向正好相差90度。
由于偶极子的双臂通常用有一定粗度的金属管制成，所以半波长对称振子的长度在谐振时要缩短，并不等于λ/2，经常用下式近似计算它的实际长度：

其中，φ为制作偶极子的金属管直径。可见φ越大，缩短系数Δ就越大。
b）互补偶极子与缝隙偶极子的阻抗关系：
缝隙天线是线性偶极子的互补结构，根据巴布涅原理，互补线性偶极子的输入阻抗Z_d与缝隙天线的输入阻抗Z_s之间有如下关系：

可见，缝隙天线的阻抗与线性偶极子的导纳成正比，反之亦然。通常线性偶极子的输入阻抗为复数，即：

其中，R_d为线性偶极子输入阻抗中的电阻分量，X_d为线性偶极子输入阻抗中的电抗分量。因此：

假定线性偶极子呈感性，则缝隙天线呈容性。长度小于λ/2的缝隙呈感性，长度小于λ/2的偶极子呈容性。
c）超宽带UWB磁天线：
缝隙天线是偶极子的互补结构。普通半波长偶极子天线，两个辐射臂在馈电点必须用空气或介质材料绝缘分开，如果用同轴线馈电就会产生不平衡电流。而位于平金属板上的λ/2缝隙天线，如果用同轴线直接馈电，则由于馈电点在电气上是用周围导体连接在一起的，因此在同轴线的外导体上不会产生不平衡电流。
λ/2偶极子天线和λ/2缝隙天线为互补结构，在原理上，λ/2偶极子天线的辐射方向图与它的互补结构完全相同，但沿偶极子的轴线是电场方向，因此有时也把偶极子天线称为电天线，其电磁场方向及空间方向图见上一节；由于沿缝隙天线的长度方向为磁场方向，因此相对电天线，有时也把缝隙天线称为磁天线。λ/2电天线和λ/2磁天线的方向图虽然相同，但电磁场方向彼此相差90度，要实现UWB磁天线，切割缝隙矩形平金属板的尺寸至少要大于(λ/2)x(λ/4)，缝隙形状呈上图的叶片形，见下左图。缝隙宽度W和长度L关系：

导电板上的电流方向见下右图，可见面电流由一个馈电点流出，在缝隙周围构成串联环流。

下左图为仿真的方位面方向图，HPBW=60°最大、最小相差9dB；中图为φ=0°的垂直面xz面方向图，HPBW=70°；右图是φ=90°垂直面yz面方向图。

2）微带缝隙天线：

a）用微带线馈电的缝隙天线：
下图是微带线馈电的开口缝隙天线。为了展宽频带及变双向辐射为单向辐射，附加了反射板。天线及馈电网络用厚1mm介电常数4.3的FR4基板制作，地板尺寸170x200mm。天线尺寸，L_s=130mm，W_s=100mm，W_f=1.94mm，L_rf=42mm，W_rf=10mm，L_e=20mm，W_e=30mm。

实测，天线在1.33~2.14GHz频段内，VSWR<2，相对带宽46.7%。下图是2.0GHz频率的yz面和xz面方向图，为了比较，其中还给出了闭合缝隙方向图。

从图中看出，开口缝隙方向图比闭合缝隙好，不仅后瓣、副瓣小，而且xz面主波束不倾斜。

用偏置的微带线给缝隙馈电能展宽阻抗带宽。上图就是用偏置的双T形微带线给宽缝馈电构成的缝隙天线，天线和馈电网络是用介电常数2.2厚h=1.578mm的双面覆铜板制作。在1.8~5.6GHz频段，天线及馈线尺寸，h=1.578mm，W_d=W_f=4.8mm，L_d=23mm，L_u=10mm，L_s=47mm，W_s=30mm，偏心X₁=5mm，X₂=9mm。

上图是天线实测的VSWR频率特性曲线，可见在1.877~5.638GHz频段，VSWR<2，相对带宽100%。在3.3GHz，E面和H面方向图，HPBW分别为100度和68度。

上图是用三个偏置倒π形微带线给缝隙馈电构成的超宽带缝隙天线，在1.722~5.977GHz频段内，天线尺寸，W_f=4.8mm，L_s=50mm，W_s=32mm，L_x=23mm，L_y=10mm，a=9mm，b=5mm，c=3mm，W_a=4.8mm。在1.722~5.977GHz频段，实测VSWR<2，相对带宽110.5%。

上图是用介电常数3.4的双面覆铜板制作的双微带馈电的宽带缝隙天线。缝隙及由T形微带功分器构成的馈电网络尺寸如图，地板尺寸115x100mm。

参数	L	W	L2	W2	L3	W3	L4	W4	LS1	LS2	LM1	LM2
尺寸/mm	31	6	11	1.8	19.73	0.43	6.2	0.72	2	6	3.3	1

实测，在3~5.4GHz频段内，VSWR<2，相对带宽57.1%。该有天线交叉极化电平低的双向方向图，增益大于2dBi。
b）用共面波导馈电的缝隙天线：
共面波导CPW容易与微波集成电路集成，辐射损耗和色散均比带线小，特别适合作为微带天线阵的馈线。而且馈线和地板共面，使天线阵的串并联馈电网络很容易在基板的同一面实现，避免了过孔连接。用共面波导馈电的缝隙天线比微带天线频带更宽，但传统的缝隙天线在谐振时呈现很高输入阻抗，很难与特性阻抗为50Ω的传输线匹配。
中馈全波长缝隙天线完全与50Ω特性阻抗传输线匹配，λ/2缝隙天线输入阻抗较高，但采用偏馈和多折合缝隙天线，也能使缝隙天线与50Ω传输线匹配。下图是共面波导给缝隙天线馈电且阻抗匹配的实例。

上面分别是全波长中馈、多折合缝隙天线、半波长偏馈、全波长电容耦合馈电。为了增加共面波导馈线与缝隙天线的耦合，可以采用下图的感性耦合缝隙天线，即让对称位于共面波导馈线两侧的每臂半波长缝隙带有一段与共面波导线平行的缝隙。

图中，G为缝隙和共面波导线间的间隙，l/L为共面波导耦合段和一半缝隙总长度之比，W为缝隙的宽度。

上左图是5GHz由厚h=1.25mm介电常数10.2的基板用印刷电路技术制作的三单元串馈边射缝隙阵。所有线的特性阻抗为50Ω，为了使天线与50Ω馈线匹配，每个缝隙天线的阻抗为50Ω/3。天线尺寸，L=12.7mm，l/L=0.24，G=0.4mm，W=1mm，D=0.81mm，单元间距约0.42λ，λ为5GHz的自由空间波长。右图是回损曲线，天线方向图为8字形，可以作为室内走廊等狭长部分的双向天线。
下图是6~16GHz用共面波导馈电的宽缝隙天线，其缝隙口径比较宽，金属带伸出缝隙减小了交叉极化电平，共面波导馈线靠电容耦合给天线馈电，距天线λ_e/4处附加反射板以减小后向辐射，VSWR<2的阻抗相对带宽50%。

使用h₁=6mm介电常数1.1和h₂=0.254mm介电常数2.2的基板制作天线和馈电网络，尺寸为，L=23.4mm，g=0.3mm，b₁=b₂=b₃=2.4mm，d₁=d₂=0.3mm，P=0.6mm，S=0.3mm，W=1.2mm。

上图是天线在11GHz实测的H面和E面方向图，天线具有低交叉极化电平，H面和E面分别为-20和-25dB，实测最大增益7.1dB。
下左图是满足多频通信需要的共面波导馈电的三频缝隙天线。天线由高h相对介电常数ε_r的介质板上光刻腐蚀出的三个同心矩形缝隙环组成。共面波导馈线的特性阻抗为50Ω，其宽度W_c，与共面地之间的间隙为S_c。选择合适的W_c和S_c，同时调整缝隙的宽度S₁、S₂、S₃，支节长度t及距离d，可使天线与馈线很好匹配。控制矩形缝隙环天线的周长，可以获得所需要的工作频率。由于介电常数的影响，上述天线的谐振频率近似为0.83~0.92λ_g，λ_g为缝隙中的波长，介电常数如果为4.4，λ_g≈0.78λ。

天线尺寸，L₁=35mm，L₂=30mm，L₃=24.5mm，W₁=20mm，W₂=15mm，W₃=10mm，S₁=S₂=S₃=2mm，W_c=6.4mm，S_c=0.5mm，h=1.6mm，d=3mm。右图是回损的频率特性曲线，在1882/2302/3128MHz频段，S₁₁<-10dB的相对带宽分别为3.2%/7%/10.3%。天线方向图为双向。

展宽带宽的方法除了采用宽矩形缝隙、哑铃形缝隙外，还可以采用上图所示的带宽调谐支节的共面波导馈电方缝隙天线，改变调谐支节的位置和大小，就能控制共面波导和辐射缝隙之间的耦合。
天线用厚1.6mm介电常数4.4的FR4单面尺寸为G的方基板制作，在1560~2880MHz频段，尺寸，G=72mm，L=44mm，W_f=6.37mm，W=36mm，L₁=22.5mm，g=0.5mm，S=0.5mm。S对VSWR影响比较大，S=0.5最佳；低谐振频率主要取决于宽调谐支节的长度L₁，谐振频率主要取决于方缝隙的边长L。该天线用宽度W_f、间隙为g、特性阻抗为50Ω的共面波导通过宽调谐支节来激励宽缝。右图是天线在L₁=22.5mm，S=0.5mm，不同调谐支节宽度W情况下的S₁₁频率特性曲线。可以看出，W=36mm，VSWR<2的相对带宽最宽为60%，频率范围1560~2880MHz。该天线为双向辐射，在阻抗带宽内增益3.75~4.88dBi。

3）同轴缝隙天线：

a）同轴缝隙天线分类：
同轴缝隙天线分为两类，驻波型和行波型。驻波型同轴缝隙天线单元间距λ，在中心频率所有缝隙等幅同相，是目前应用最多的一种缝隙天线；行波型同轴缝隙天线单元间距不等于λ，因此缝隙辐射的能量逐渐缩减，一小部分能量留在了天线末端，不是损耗在末端负载，就是通过末端一组特殊的缝隙辐射出去。
无论是驻波型还是行波型同轴缝隙天线，单个缝隙长度一般为0.5~0.75λ，宽度0.05~0.1λ。通过探针把RF能量耦合到缝隙中，也就是把耦合器的探针伸到同轴线内外导体之间的空间，把能量耦合给缝隙。有许多不同类型不同形状的耦合器，其功能都是把能量耦合给缝隙。

上图为同轴缝隙天线，电流沿内导体像在任何同轴线中一样传输，在导体之间产生电场E和磁场H。耦合器截获了这些场之后，就会在外导体的外周围感应产生环行电流，在缝隙两端产生电位E，这些电场与外导体相互作用就会产生辐射信号。外导体直径和缝隙的位置决定了合成场的辐射方向图。由上左图可以看出，当缝隙间距为λ时，缝隙等幅同相辐射；偏离中心频率，每个缝隙的辐射场不再同相；还会产生如下左图的低频波束下倾和高频波束上翘的波束倾斜现象。

让相邻缝隙的间距为λ/2，此时相邻缝隙的相位差为180度。为了保证相邻缝隙同相辐射，必须让接在相邻缝隙处同轴线外导体上的垂直棒形耦合器反相，一个向左，相邻的一个向右。
对同轴缝隙天线的垂直面方向图赋形，用行波型缝隙天线，由计算的缝隙间距来实现所需要的方向图；改变缝隙的形状、位置及相应的耦合器，使缝隙上的相位和幅度变化。下图用不等间距缝隙实现了所示的垂直面方向图。

改变外导体的直径及缝隙在外导体上的位置和数量也能得到赋形天线，如下左侧图实例：

在缝隙的外导体上附加一些寄生金属板或金属管，改变它们的形状和大小，也能实现赋形，如上右侧图。
b）柱面缝隙天线：
下图为柱面缝隙天线，是在直径为D的金属筒上开一个长度为L的缝隙，在缝隙的中间用同轴线馈电而形成。由于环绕圆筒的阻抗特别低，以致大部分电流绕圆柱体类似于在水平环上流动，因而可以看成是在传输线上并联了许多图示的环天线。假定圆柱体的直径D和边长相比足够小，例如D<λ/8，开垂直缝的金属圆筒辐射水平极化波，水平面方向图近似呈全向。

为了提高增益，如上右图，在垂直面采用层叠的方法。下图是直径D=490mm，FM广播天线在110MHz和86MHz的水平面方向图，可以看出，频率升高，水平面方向图的不圆度变差，下右图是98MHz的垂直面方向图。

多层柱面天线的增益与层数N的关系：G=1.5^N
谐振柱面天线的尺寸，D=0.125λ，L=0.75λ，W=0.02λ。
c）由介质加载圆柱体构成的水平极化全向天线：
由于微蜂窝、宏蜂窝的个人通信业务大都采用安装在较高的铁塔或高大建筑物的顶上的垂直极化基站天线，因而扩展了服务区，但这类基站天线很容易受到视距以内其他同频基站天线的干扰。虽然使用波束下倾和带有赋形方向图的基站天线能抑制干扰，但在一些严重干扰地区，可改用水平极化全向天线来减小垂直极化基站天线带来的干扰。
在直径小于0.1λ的圆柱金属圆筒上，开宽度远远小于波长但长度超过一个波长的垂直缝隙，可以构成水平极化全向天线。为了使缝隙的长度缩短小于一个波长，可以使用介质加载，如下图。中心频率1906MHz的PHS，用介电常数2.6厚1.6mm的单面覆铜板，用印刷电路技术腐蚀出长宽为121x0.5mm/0.76x0.0032λ的轴向缝隙。当缝隙宽度变窄时，为了谐振，缝隙长度也应减小。用半硬同轴电缆给缝隙馈电，让馈电点偏离缝隙中心一侧，并调整到合适位置可以使阻抗匹配。为了得到更高的增益，可以轴向排阵；为了抑制栅瓣，缝隙与缝隙间距d取0.9λ。图中只给出两单元。

为了得到8dB增益，需要四单元组阵；如果还希望波束下倾，可通过给每单元不同的馈电相位，在工程上多通过调整馈电电缆的长度来实现。下图分别是四单元介质加载圆柱缝隙天线在中心频率的实测垂直面和水平面方向图，可以看出垂直面波束下倾15°，水平面方向图呈全向，不圆度小于1.5dB。

下图是天线的VSWR频率特性曲线，在1406~2206MHz频段内，VSWR<1.5，相对带宽44%。

d）行波同轴缝隙天线：

上图为同轴缝隙天线，在同轴线的外导体上切割出许多缝隙，通过调整每个缝隙的倾角θ及在谐振点附近缝隙的长度来控制从每一个缝隙辐射出的功率。一列同轴缝隙天线外导体的内直径D应满足如下方程：

式中，ε_r为同轴线内外导体间绝缘材料的相对介电常数，f为传输频率，Z₀为同轴线的特性阻抗，c为光速，λ为自由空间波长，θ_max为相对外导体纵轴的最大倾角。
两列同轴缝隙天线外导体的内直径D应满足：

式中，B为两列缝隙纵向中心线的间距。
在用同轴电缆设计同轴缝隙天线时，还可能用到波导波长λ_g和截止波长λ_c：

式中，d为同轴线内导体的外直径。因此截止频率为：

对给定尺寸的同轴线，f_c是唯一的，电缆越粗其截止频率就越低。对11.7~12.04GHz的卫星广播，同轴线外导体的外直径不能超过10~15mm。
调整缝隙长度稍小于λ/2及它相对纵轴的倾角，来控制缝隙天线与馈线间的耦合。同轴缝隙天线主波束的方向由同轴线中行波的相位和缝隙的位置来决定。为了实现天线的阻抗匹配，可以在同轴线中附加上图中的阻抗变换段。
e）用Z字缝隙构成的水平极化全向天线：
在同轴线外导体上切割许多纵向缝隙，就能构成水平极化全向天线。为了避免产生高次模，同轴线的直径小于D<0.1λ，以保证天线水平面方向图有好的圆度。另外，天线的功率容量决定了天线的最小直径。按照功率容量要求，假定同轴缝隙天线的直径D>0.1λ，为了保证天线仍有好的圆度，可以采用在同轴线外导体上的多缝结构。

上图是在同轴线外导体的圆周上由间隔120度的三个纵向Z字形缝隙构成的水平极化全向天线。为实现高增益，沿同轴线的轴线，按间距d=λ/2组阵。图中共有1、2、3、4、5、6层。把外导体展成平面，且按30度间隔从0到120度分成12格。为进一步改善圆度，相邻一层缝隙相隔60度配置。每个缝隙都由向上和向下的纵向长度及中间长度远比纵向长度短的横向长度组成，由于形状像字母Z，称为Z字形缝隙。Z字形缝隙纵向总长约λ/2，中间的横向水平部分起着耦合器的作用，利用它使传输线与辐射缝隙耦合。相邻层缝隙的纵向长度重叠，重叠长度约占其长度的1/6。由于上下相邻层缝隙间距d=λ/2，且1、3、5层的Z字形缝隙具有相同的位置和取向，所以1、3、5层的Z字形缝隙同相。同理，2、4、6层的Z字形缝隙也具有相同的位置和取向，它们也同相，但它们相距1、3、5层Z字形缝隙λ/2，与1、3、5层Z字形缝隙反相。为了保证相邻Z字形缝隙同相，把相邻Z字形缝隙倒置，使水平横向部分反向而反相，以补偿间距带来的180度相差。这样，所有Z字形缝隙的横向中心都位于直线x、y、z上。
为了消除传输线的有害影响，需要适当调整缝隙的电长度，有时需要对缝隙介质加载，即把一些介质圈套在有缝隙的同轴线外导体的外面。
如果需要对天线方向图赋形，或者让波束下倾，则必须调整激励每个缝隙的相位和幅度，即调整每层Z字形缝隙横向部分为不同长度；来实现不同的相对幅度激励，调整单元间距d₁、d₂为不同值来实现所需要的相对相位激励。
f）VHF/UHF行波电视发射天线：
VHF/UHF行波电视发射天线多采用同轴缝隙天线，它把在支撑管圆周上切割的许多纵向缝隙作为辐射体。该天线一般由下左图所示的顶负载、主要辐射部分和底部输入支撑三部分组成，辐射部分由成对使用一个在另一个反面的四行缝隙组成，同一行相邻缝隙相距λ/2，不同行相邻缝隙相距λ/4。功率由底部输入，沿天线中间的同轴传输线向上传输，每个缝隙就相继通过电容耦合从行波中提取一部分能量。由于每一对缝隙反向馈电，在外导体外面的环行辐射电流就模拟了偶极子的电流，因此产生了8字形水平方向图，如下右图。

对一个垂直面的缝隙对，例如缝隙对1、3和5，每一个缝隙对在同一方位都形成8字形方向图。因为这些缝隙对沿支撑管相距λ/2，耦合电容交替地反转了在线上激励电压的相位，使辐射电流和辐射场同相。因此在一个垂直平面由所有缝隙对辐射的方向图均形成一个合成8字形水平方向图；同样对与1、3、5缝隙对间隔90度的缝隙对2、4，它的水平面方向图也呈8字形，但与1、3、5缝隙对的8字形水平面方向图正交。相互正交的缝隙对1、2或2、3相距λ/4，也就是说，缝隙对1、2的辐射场有90度相差，这种情况类似用90度相差给两个正交偶极子馈电的绕杆Turnstile天线。按照绕杆天线的原理，它的水平面方向图恒为一个圆。
尽管所有的缝隙和耦合电容都具有相同尺寸，但信号在传播过程中由于缝隙的辐射及损耗呈指数衰减。当信号到达天线顶部时，在传输过程中由于大部分能量被提取及辐射，剩余的能量最后被顶负载辐射。在天线顶部，由于把内导体和外导体短路，因而至少有两对缝隙尺寸与其他缝隙不同，特性也不同，耦合网络也不同。通常把这两对缝隙及耦合网络、短路板统称为顶负载。顶负载形成一个相对带宽、低功率、低增益天线部件，它不仅与其他缝隙同相，且呈全向辐射。顶负载为天线辐射部分提供了一个合适的端接负载，维持了行波天线的特性，使天线的驻波比相当好，如VSWR<1.05。
耦合电容探针在电气上除作为电耦合器件使用外，在机械上还提供了把内导体固定在中心的支撑作用，如下图。它可以用一个聚四氟乙烯绝缘棒塞进探针，用构成耦合电容的介质来实现。天线的内导体硬支撑在底部，没有使用任何绝缘固定装置。功率通过位于天线底部的T形结构给天线馈电。
为了保证输入端宽带低辐射，在支撑杆的底端附加了一个λ/4短路支节，在内导体的每一端还附加了补偿变换段。

在174~180MHz的VHF电视频道，增益8dBi，天线总长18.9m，由上下两段组成，上段高10.7m，金属管外直径273mm，下段高7.9m，金属管外直径仍为273mm。对222~228MHz频段，增益18dB，天线高34m，由三段组成，上段由直径273mm的金属管组成，高13.7m，中间和下段为直径457mm的金属管，高分别为12.6m和7.7m。
g）带有调谐装置的宽带同轴缝隙天线：

上左图是底馈同轴缝隙天线，用作水平极化电视发射天线。为了用此天线同时发射两个相邻频道的电视信号，例如512~518MHz的21频道和518~524MHz的22频道，或者能同时发射数字电视DTV和NTSC的频道信号，此时需要采用右图的中馈同轴缝隙天线。可以看出，DTV和NTSC发射机经合成器合成一路后，用同轴线从同轴缝隙天线的中部馈入，即同轴线的内导体与同轴缝隙天线的内导体相连，同轴线的外导体与同轴缝隙天线作为整个天线支撑管的外导体相连。外导体上有许多作为辐射体的纵向缝隙，为了把同轴线中传输的功率耦合给缝隙，激励缝隙向外辐射，在每个缝隙旁边外导体的内壁上安装了耦合棒。同轴缝隙天线的效率随耦合棒的位置而变，耦合棒与相应的缝隙不平行会导致效率降低。耦合棒的尺寸和位置一旦由实验确定，就必须牢固精确固定。下图给出了一些耦合棒的形状及采用定位销钉精确固定的方法。

由于耦合棒造成的缝隙-耦合器电抗导致高的VSWR而影响相应缝隙的辐射，为此采用了下图所示的用探针调谐的方法，这些探针从纵向位于缝隙附近外导体上的螺纹孔由外向内指向内导体，探针一端带有螺丝，可以伸进退出，一旦调好，就可以用螺帽固定死。

下图为同轴缝隙天线使用的另一种双金属棒耦合器，通过改变耦合器的尺寸及中间分开的间隙，可以起到变换阻抗、改善阻抗匹配的目的。

h）改善周长为一个波长同轴缝隙天线水平面全向方向图不圆度的方法：
对水平极化全向同轴缝隙天线，为了得到好的圆度，同轴线外导体的直径应小于0.1λ，但在实用中，为了承受一定的功率，要求构成同轴缝隙天线同轴线外导体的周长为一个波长λ，直径为0.318λ.在外导体上开一个纵缝，能得到一个定向方向图，见下左图，采用在直径相反方向上的一对纵缝，就能得到中图的哑铃方向图，虽可以使水平面的最大值与最小值相差7dB，但圆度仍然较差。让轴向相邻一对缝隙旋转一个角度θ，就能得到右图的两个重叠哑铃方向图，使水平面方向图的圆度进一步改善。如果有N对轴向配置的缝隙对，相邻轴向缝隙对的旋转角度为θ=360/N，就能使水平面方向图的圆度在±0.5dB以内。

下图是用五个轴向相距λ/2的缝隙构成的水平极化同轴缝隙全向天线阵。该天线主要由圆金属管构成同轴线内外导体，同轴线外导体的周长为λ，直径0.318λ。在外导体直径相反的方向上有长度大于λ/2的轴向缝隙对。把同轴线外导体的圆周分成360度，则轴向相邻缝隙对依次要旋转72度来切割。信号由同轴缝隙天线的底部馈入，用与同轴线内外导体相连的耦合针来激励每个缝隙。由于同轴线外导体的周长为λ，所以直径相对的缝隙对相距λ/2。为使缝隙对同相辐射，必须让耦合针与缝隙对两侧的外导体相连，不能与同侧外导体相连。由于轴向相邻缝隙对间隔λ/2反相，为保证轴向相邻缝隙对同相辐射，必须把相邻缝隙处连接同轴线内外导体耦合针的位置反向，即一个与缝隙左侧的同轴线外导体相连，相邻的一个则与缝隙右侧的同轴线外导体相连，如下图。

由于所有缝隙为谐振单元，所以它的输入阻抗为实数，阵的输入阻抗是把五个缝隙对的输入阻抗并联。为了使阵的输入阻抗为馈线匹配，除了利用天线的防护罩外，还可以利用同轴线阻抗变换器。
对3GHz频率，波长100mm，使用五个缝隙对，天线高299mm，约3λ，轴向单元间距d=50mm/0.5λ，同轴线外导体直径32mm/0.32λ，周长100mm/λ，缝隙尺寸2Lxw=58.4x3.2mm /0.58x0.032λ，增益6dBi，HPBW-E=19±1°，水平面方向图呈全向，不圆度典型值±0.5dB，最坏±1dB。
i）VHF/UHF双频同轴缝隙天线：
下左图是VHF/UHF双频同轴缝隙天线顶视图，支撑管作为VHF同轴缝隙天线的外导体，内部包括了VHF同轴缝隙天线的内导体及四个UHF同轴缝隙天线的内外导体。VHF/UHF同轴缝隙天线是由在支撑管的圆周上均布的四个纵向VHF和四个纵向UHF缝隙组成。四个VHF同轴缝隙天线由中心的内导体和兼作支撑管的外导体构成的同轴线馈电，L形夹子把耦合器固定在开有VHF缝隙支撑管旁边的内壁上。耦合器把同轴线中的能量耦合给缝隙，经缝隙辐射出去。四个UHF同轴缝隙天线是通过四功分器，再经过装在VHF同轴线中的四根UHF同轴线馈电的，如图所示，每个UHF同轴缝隙天线用两个耦合器来激励。上右图是VHF/UHF同轴缝隙天线的方位面方向图，可以看出，VHF同轴缝隙天线全向水平面方向图的圆度很好，UHF同轴缝隙天线的全向水平面方向图的圆度稍差。

改变缝隙的数目及相对位置，或在支撑管上附加两个翼，就能对VHF/UHF同轴缝隙天线的水平面进行赋形，如由全向变成双向或单向。

上图是用位于0度和180度上的两个VHF同轴缝隙天线和位于55/125/225/305度的四个UHF同轴缝隙天线构成的双向天线，方位面方向图见右图。

上图是四个位于45/135/225/315度的VHF同轴缝隙天线和位于0/90/180/270的四个UHF同轴缝隙在天线同轴线外导体存在的情况下，只激励位于0度的一个UHF同轴缝隙天线就能得到右图的方向图，其中VHF同轴缝隙天线水平面方向图仍呈全向，但UHF同轴缝隙天线的水平面方向图呈单向。

上图是用位于60/300的两个VHF同轴缝隙天线，一个位于0度的UHF同轴缝隙天线和两个位于120/240度的UHF同轴线的外导体及位于150/210度的两个翼就能构成右图的两个定向方向图。
j）由宽缝隙构成的宽波束基站天线：

上图是由薄圆柱金属管上的许多缝隙组成的垂直极化宽波束天线阵。天线阵可以用同轴线馈电，也可以用微带线馈电。缝隙长度一般为0.5λ，宽度为0.1~0.5λ。控制圆柱金属管上缝隙的宽度，就能很容易实现20%的相对带宽。

上图是不同圆柱金属管直径2a情况下的水平面方向图及前后比曲线，可见，控制圆柱金属管的直径，就可以得到不同的水平面半功率波束宽度和不同的前后比。2a/λ越小，HPBW越宽，前后比越差。若2a/λ=0.27，则HPBW-H=120°，前后比15.2dB；2a/λ=0.33，则HPBW-H=110°，前后比18.5dB。

在4GHz/波长75mm时，用直径2a=21mm/0.28λ长200mm的薄圆柱金属管制作长40mm/0.53λ宽8mm/0.107λ的单个缝隙。上左图是3.65GHz时实测水平面方向图，右图是VSWR频率特性曲线，VSWR<1.5的相对带宽约22%。

在2a=28mm厚1mm长600mm的圆柱金属管上，开一个长51.8mm宽6mm的缝隙，上图是天线的实测和仿真水平面方向图。在2.8GHz/波长107mm时，HPBW-H=120°，前后比12dB。2a=28mm相当于0.26λ，缝隙尺寸相当于0.48X0.056λ。

用按下表尺寸制作的天线用上左图的激励幅度和相位就能得到上右图的波束下倾7度的垂直面赋形方向图。在服务区所设计的方向图是带有±1.5dB起伏的余割方向图，在θ=90度角域内，采用了-25dB的泰勒分布。

直径2a	缝隙长度	缝隙宽度	缝隙个数	单元间距
0.27λ	0.5λ	0.1λ	24	0.5λ

k）分馈数字电视发射天线：
在UHF数字电视发射天线中，广泛采用同轴缝隙天线，因为该天线在水平面有相当好的全向方向图、低的风阻和平滑的零填充。但底馈同轴缝隙天线的带宽较窄，不适合作为数字电视发射天线。采用不用馈线的分馈技术，就能增加天线的带宽，把原来只能在6MHz工作的UHF同轴缝隙天线的带宽扩展为24MHz。

上图是四路分馈同轴缝隙天线，该天线是由切割了许多缝隙的外导体和许多分层内导体1、2、3组成，这些分层内导体1、2、3又构成了分馈同轴线。信号由底端输入，经由内导体1、外导体2构成的同轴线传到中馈点，把天线分成上下两部分。此时，信号通过由内导体1和外导体3构成的同轴线向上传输到上分馈点，再把信号等分，经由内导体1、外导体4构成的同轴线向上部传输，经由内导体3和外导体4构成的同轴线向上中部传输。与上部一样，经中馈点，由内导体2、外导体3构成的同轴线向下传输，经下分馈点等分，通过由内导体2、外导体4构成的同轴线向下部传输，通过由内导体3、外导体4构成的同轴线向下中部传输。在上部、上中部、下中部、下部的上下末端均用短路块把同轴线内外导体短路。
l）由水平缝隙构成的垂直极化全向天线：
在金属筒上切割水平缝隙，用同轴线馈电就能构成垂直极化全向天线。如下图所示，为了得到好的全向性，需要切割两个长度L约λ/2的水平缝隙。假定把圆柱的周长视为360度，则两个缝隙的长度约占300度。

如果要用水平缝隙构成一个在450MHz/波长666.7mm工作的垂直极化全向天线，可以用一块55.8x82.55mm的金属板，在上面切割三个缝隙，再焊成一个金属筒。三个缝隙尺寸，缝隙1为196.8x17.8mm/0.295x0.027λ，缝隙2为279.4x17.8mm/0.419x0.027λ，缝隙3为218.4x8.9mm/0.327x0.013λ。缝隙1和2位于同一圆周上，缝隙3位于缝隙1和2之上，到缝隙1和缝隙2的距离为218.4mm/0.327λ。下图是上图两种结构天线对应的的水平面方向图，可见圆度非常好。

m）泄漏同轴电缆天线：
泄漏同轴电缆天线适用于移动台和基站之间的无线通信，例如火车和车站之间的通信，在地铁和隧道中也多用泄漏同轴电缆天线。采用泄漏同轴电缆天线的通信覆盖区域取决于电缆的长度、信号沿电缆长度的衰减以及辐射电缆与接收天线间的传输效率。在相对大的运输通信系统，一般辐射电缆的长度相对比较长，为了确保沿整个服务区辐射电缆有足够的信号强度，需要在一定长度的电缆之间串接许多放大器。

泄漏同轴电缆天线通常是由同轴线内导体、外导体和夹在内外导体之间的螺旋状绝缘带组成。把在同轴线的外导体上按预定间距切割的按周期变化的许多倾斜缝隙作为辐射单元，如上图所示。图中，1#和3#缝隙倾角相同，相距P0，P0接近导波波长。但以间距P0/2位于1#和3#缝隙中间的2#缝隙必须与1#和3#缝隙反相，以保证所有缝隙同相辐射。在这种周期结构的缝隙天线阵中，如果把发射机从泄漏同轴电缆天线的左端接入，则辐射方向为图中所示θ方向。θ角度与单元间距P0、导波波长λg、自由空间波长λ有如下关系：

其中，n为整数。
如果所有缝隙的尺寸和倾角都相同，则每个缝隙具有相同的激励强度，这种泄漏同轴电缆天线只适合窄频带工作。为了使泄漏同轴电缆天线能在宽频带工作，必须采用下图的辅助倾斜缝隙11#和12#来扼制不需要的高次模辐射。辅助缝隙11#、12#、13#、14#等分别位于1#和2#、2#和3#主缝隙之间。

泄漏缝隙同轴电缆天线也可以为下图的矩形。

n）由一个缝隙构成的中增益水平极化全向天线：
下图是在一个柱状金属管上切割的一个垂直缝隙构成的中增益水平极化全向天线。柱状金属管壁厚为t，在1.3GHz/波长230.8mm，增益为8dBi的天线尺寸为：

柱状金属管		缝隙
直径	壁厚	长度	宽度
31.8mm/0.138λ	0.9	510mm/2.21λ	4mm/0.0173λ
35.8mm/0.155λ	1.1	510mm/2.21λ	8mm/0.0347λ
38.1mm/0.165λ	1.6	510mm/2.21λ	11mm/0.0477λ

由于馈电点FF'的阻抗约200Ω，为了使特性阻抗为50Ω的同轴线与缝隙匹配，采用具有1:4阻抗变换功能的同轴裂缝式巴伦，如上右图。把巴伦的两个平衡输出端通过焊接片与缝隙的FF'点相连后，要把同轴馈线弯曲，沿柱状金属管内壁穿出，以减小同轴馈线对缝隙的影响，如中图所示。
垂直半波长缝隙与能产生水平极化的半波长水平偶极子等效，但上述缝隙天线的特性在于，用一个传播速度远大于光速的缝隙，却获得了比自由空间半波长长许多倍的偶极子型场分布，其增益类似于把几个偶极子同相馈电得到的增益，但不需要复杂的馈电网络。
减小柱状金属管的直径，或增加缝隙的宽度，都可以使柱状金属缝隙中波的传输速度增加。如果选用直径稍小的金属管设计缝隙天线，则应切割更窄的缝隙宽度来实现相同的传播速度。